对功率转换器中开关的控制的制作方法

文档序号:13515773阅读:183来源:国知局
对功率转换器中开关的控制的制作方法

分案申请说明

本申请是于2012年10月29日提交的申请号为201210431436.7、名称为“对功率转换器中开关的控制”的中国发明专利申请的分案申请。

本发明总体上涉及电子电路,并且更具体而言,本发明总体上涉及使用根据周期循环(斩波器(chopper)开关)切换的至少一个开关的电信号转换器(功率转换器)。



背景技术:

许多电路能够转换或变换电信号,其中输出信号的调节通过以相对高的频率(例如,大于1khz)切换一个或若干开关来确保。开关例如是以切换模式使用的晶体管(mos、igbt等)。通过变化切换频率和占空比,可以控制输出信号的特性(形状、频率、功率、电压等)。这类电路包括切换模式电源、dc-dc转换器、用于纠正功率因数的电路、倒相器、用于太阳能或风能电功率生成的转换器等等。

图1示出了三相倒相器电路10的示例。电路10在操作中接收在两个输入端子a和b之间的dc输入电压,并且在三个输出端子c、d和e上递送三相ac信号。在该示例中,电路10用于对三相异步电机m供电。

电路10包括6个开关k1至k6,开关例如是绝缘栅极双极晶体管(igbt)。开关k1和k2在端子a和b之间串联连接。另一方面,开关k3和k4以及k5和k6也在端子a和b之间串联连接,并且开关k3和k4以及k5和k6与开关k1和k2并联。输出端子c、d和e分别连接至开关k1和k2之间的共同节点、开关k3和k4之间的共同节点以及开关k5和k6之间的共同节点。二极管d1至d6分别正向连接于端子c和端子a之间、端子b和端子c之间、端子d和端子a之间、端子b和端子d之间、端子e和端子a之间以及端子b和端子e之间。开关k1至k6的控制栅极分别连接至控制电路12(mcu)(例如,微控制器)的输出端子o1至o6。

微控制器12在操作中向开关k1至k6赋予能够将在端子a和b上施加的dc电压变换成在端子c、d和e上提供的平均化的三相ac电压的切换序列。开关的切换频率和切换的占空比可以被动态地修改(例如,经由用户接口)以修改供应至电机的三相ac信号的特性,并且因而变化电机的旋转速度(变速器)。应该注意,这类电路还可以用于转换由电流生成器生成的电功率。

二极管di(其中i的范围为1至6)是所谓的飞轮(free-wheel)二极管,其能够确保在开关ki的断开(阻断)后在电机m的电感元件中的电流的连续性。二极管di尤其能够避免在开关ki的每次断开之后跨开关地施加陡峭的电压峰值。

一般而言,在使用斩波器开关的转换电路中,二极管经常与开关相关联以当开关断开时提供对电流的次级传导路径。

在与飞轮二极管(pn结)的硬切换中使用斩波器开关的转换器(例如在包括电感元件的装配中的斩波器开关和飞轮二极管)的缺点在于因每次二极管从导通状态切换到断开状态(即,开关的每次导通之后)时出现的电荷恢复现象所致的功率损耗。

图2示意性地示出了分别在斩波器开关(晶体管)和在与该开关相关联的二极管中的电流itr和id在二极管的阻断(开关的导通)之后的时间变化。假设在时间t0处,控制开关以导通。开关开始传导。二极管中的电流id则从对应于在阻断之前通过二极管的正向电流的值if减小至在增加以取消之前的负值irm(反向模式电流)。开关中电流itr的变化与电流id的变化相反,即,电流itr在减少至稳定值if(导通开关)之前从近似为零的值(断开值)增加至最大值(峰值)。在时间t1(其在t0之后)和时间t2(其在t1之后)之间的持续时间trr被称为反向恢复时间,在trr期间二极管传导反向电流(并且开关传导大于稳态电流的电流)。该持续时间对于当正向电流取消时(时间t1)排出剩余存储电荷是必要的。这类剩余电荷被称为恢复电荷。恢复电荷的量qrr可以被定义为在二极管阻断之后跨越二极管的反向电流的时间积分(图2中阴影区域)。恢复电荷的量qrr取决于若干因素,并且尤其取决于在二极管阻断之后跨越二极管的电流if的强度、在二极管阻断之后电流下降斜率(与晶体管导通时(即,时间t0和时间t1之间的时间间隔toff中)晶体管中电流上升斜率相关)、操作中的结温度、以及在反向模式中向二极管施加以用于阻断二极管的电压。由于二极管的反向击穿电压高,所以pn结的这种恢复现象特性也更大。开关中恢复的电荷以热量的形式耗散而不参与输出信号生成。因恢复电荷导致的损耗占这类转换器中总损耗的显著部分。

期望减少使用一个或若干个斩波器开关的转换器中的功率损耗,并且更具体而言期望减少与斩波器开关相关联的二极管中的电荷恢复现象导致的损耗。更具体而言,期望优化使用与飞轮二极管相关联的至少一个斩波器开关的转换器的操作。



技术实现要素:

一个实施例克服了使用至少一个斩波器开关的功率转换器的所有缺点或部分缺点。

一个实施例最小化使用至少一个斩波器开关的转换器的功率损耗。

另一实施例提供了一种用于控制在用于转换或变换电信号的电路中的斩波器开关的方法。

因此,一个实施例提供了一种用于控制功率转换器中的至少一个开关的方法,其中,开关的切换速度根据对表示转换器效率的量的测量而动态变化。

根据一个实施例,经测量的量是由转换器接收作为输入的功率对在转换器的输出处提供的功率的比率。

根据一个实施例,经测量的量是由靠近转换器放置的传感器测量的温度。

根据一个实施例,开关的切换速度由经测量的量控制,将切换速度变化选择成最大化转换器的功率效率。

根据一个实施例,方法包括相继迭代以及对于每次迭代而言将切换速度修改一个增量并且测量所述量。

根据一个实施例,对于每次迭代,如果经测量的量的变化表示效率关于之前等级(rank)的迭代的减少,则增量的符号被修改,否则维持增量的符号不变。

另一实施例提供一种功率转换器,包括至少一个斩波器开关以及用于根据上述方法控制开关的电路。

根据一个实施例,转换器包括连接至开关的至少一个二极管。

根据一个实施例,开关的切换速度经由连接至开关的控制栅极的可变电阻器可设置。

根据一个实施例,控制装置包括微控制器。

根据一个实施例,转换器包括:在应用dc电压的第一端子和第二端子之间串联的第一开关和第二开关;并联的,在第一端子和第二端子之间串联的第三开关和第四开关;并联的,在第一端子和第二端子之间串联的第五开关和第六开关;并且第一二极管至第六二极管分别与第一开关至第六开关并联。

根据一个实施例,转换器能够操作作为用于对电机进行控制或对电流生成器进行控制的三相倒相器。

附图说明

在下面的具体实施例的非限制性描述中将结合附图具体论述一些特征和优点。

图1是使用斩波器开关的三相倒相器电路的一个示例的电学图;

图2是示意性地示出了在阻断二极管(开关导通)之后在开关中和在与该开关相关联的二极管中的电流变化的时序图

图3是示意性地示出了在阻断二极管之后在二极管中的电流的负峰值电压irm的根据阻断二极管之后二极管中的电流下降斜率的变化的图;

图4是示意性地示出了在阻断二极管之后二极管的负恢复时间trr的根据阻断二极管之后二极管中的电流下降斜率的变化的图;

图5示意性地示出了在使用与二极管相关联的斩波器开关的转换器中因二极管根据在阻断二极管之后在二极管中的电流下降斜率而导致的功率损耗的变化;

图6是使用斩波器开关的三相倒相器的一个实施例的电学图;以及

图7是用于控制切换功率转换器的斩波器的方法的一个实施例的流程图。

在不同附图中相同元件已由相同参考数字指示。为了清楚起见,仅示出并且将描述对于理解本发明有用的那些元件。此外,未按比例绘出图2至图5。

具体实施方式

本发明人已进行的研究已表明在使用与二极管(pn结)相关联的斩波器开关的转换器中的功率损耗(以及因此的功率效率)根据阻断二极管之后在二极管中的电流下降斜率(或者在开关导通之后在开关中的电流的下降斜率)而变化。这可以通过如下事实部分地解释:二极管中的恢复电荷现象的量级取决于在阻断二极管之后在二极管中的电流的下降斜率。该依赖性由图3和图4示出。

图3是示意性示出了在阻断二极管之后在二极管中电流的负峰值电压irm(参见图2)的、根据电流的下降斜率dl/dt的变化。峰值电压irm以安培(a)按绝对值示出,而电流下降斜率di/dt以安培每微秒(a/μs)示出。图3的图示出了当斜率di/dt(根据非线性上升斜率)增加时峰值irm(的绝对值)增加。在该示例中,峰值irm从针对近似50a/μs的斜率di/dt的近似10a切换至针对近似500a/μs的斜率di/dt的近似65a。

图4是示意性地示出了二极管的恢复时间trr(参见图2)的、根据在阻断二极管之后在二极管中的电流的下降斜率di/dt的变化。恢复时间trr以纳秒(ns)示出。图4的图示出了当斜率di/dt增加(根据非线性下降斜率)时恢复时间trr减少。在该示例中,时间trr从针对50a/μs的斜率di/dt的近似100ns切换至针对500a/μs的斜率di/dt的近似250ns。

因此,当斜率(di/dt)增加时,时间t0和t1之间的持续时间toff以及时间t1和t2之间的持续时间trr减少,但是二极管中的电流的负值irm增加(参见图2)。因此存在因二极管导致的损耗最小化的优化切换条件。

对于给定转换器而言,可以构思通过经验测量或通过仿真确定优化斜率di/dt,即,因二极管导致的损耗最小的斜率di/dt,或者,更一般而言,转换器中总功率损耗最小的斜率di/dt。二极管中的电流的下降斜率di/dt可以继而被迫近其优化值。一种将di/dt迫近到其优化值的方式在于变化斩波器开关切换速度(开关中的电流上升斜率)。为了实现这个目标,可以在斩波器开关的控制电路的输出端子(图1的示例中的电路12的端子oi)和开关控制栅极之间提供电阻器。

然而,本发明人已观察到,在实践中,在使用与二极管相关联的斩波器开关的转换器中的优化斜率di/dt取决于许多因素并且往往波动。例如,根据转换器的使用的条件而变化优化斜率di/dt,特别地,根据其电荷和其操作温度以及根据因制造工艺不确定性导致的部件的特性的分散而变化优化斜率di/dt。

图5是示意性地示出了在使用与二极管相关联的斩波器开关的转换器中功率损耗p的变化(单位为瓦特(w))的图,该功率损耗p因二极管根据在阻断二极管之后在二极管中的电流减少的斜率di/dt所致。在该示例中,转换器是关于图1描述的类型的、对电机供电的三相倒相器。图5的图包括两个曲线51和53,其分别示出了对空转电机供电的倒相器中的损耗p的变化,以及对驱动负载(例如,交通工具)的相同电机供电的倒相器中的损耗p的变化。

可以观察到,倒相器中的损耗取决于电机负载,并且尤其观察到优化斜率di/dt在效率方面根据电机负载显著变化。在该示例中,当电机空转时(图中的箭头52所示)优化斜率di/dt近似为375a/μs。然而,当电机驱动负载时,优化斜率di/dt(图中的箭头54所示)近似为675a/μs。

在此提供了在使用与二极管相关联的斩波器开关的转换器中根据对表示转换器的功率效率的量的测量来动态(即,在转换器操作期间持续或周期性地)调节斜率di/dt。更具体而言,提供了通过使用用于搜索转换器的最大效率点的算法来使用效率的测量以控制斜率di/dt。

为了动态地变化二极管中的电流的下降斜率di/dt,提供了例如借助可变电阻器或通过使用可变电流生成器来动态变化斩波器开关的切换速度。

作为一个示例,用于控制而测量的量可以是在转换器输出处测量的功率至在转换器输入处测量的功率的任一者。出于该目的,可以提供用于在转换器的输入和输出处测量电流和电压的设备。可以提供计算器或任何其他适配设备以确定效率,可以理解,在转换器输入和输出处的功率分别等于输入电流与输入电压的乘积以及输出电流与输出电压的乘积。

作为一个变体,表示转换器的功率效率的量可以是转换器电路的温度或转换器电路的保护封装体内部的温度。实际上,在转换器中损失的电功率一般整体转变成热量。温度变化因而非常忠实地反映了转换器功率效率变化(假设在转换器的使用时段期间环境温度具有某种程度的稳定性)。为了执行这类测量,例如可以在散热器(一般在这类转换器中存在)或在转换器的部件(二极管、开关或其它部件)上提供简单的温度传感器。

图6是使用斩波器开关的三相倒相器电路60的一个实施例的电学图。电路60包括与图1的电路10相同的元件。其与电路10的不同之处尤其在于可变电阻器r1至r6分别将开关k1至k6(在该示例中为igbt)的控制栅极连接至控制电路12(mcu)的输出端子o1至o6。可变电阻器r1至r6的控制端子分别连接至电路12的输出端子o1′至o6′。此外,提供未示出的装置以动态地测量表示转换器的功率效率的量。测量装置例如包括用于测量转换器输入和输出电压和电流以直接测量转换器的效率η的设备,或是转换器的温度t的一个或若干个传感器。控制电路12(例如微控制器)经由微控制器的输入端子in接收经测量的量(在该示例中即为效率η和/或温度t)。

电路12在操作中向开关k1至k6赋予能够将在端子a和b上施加的dc电压变换成在端子c、d和e上提供的经平均化的三相ac电压的切换序列。此外,电路12或计算器(微控制器、dsp等)被编程以根据在端子i上接收的表示效率的量来动态地变化可变电阻器r1至t6的值并且因此动态地变化开关k1至k6的切换速度。在一个优选的实施例中,微控制器被编程以根据用于搜索优化操作点(即经测量的效率η最大的点和或经测量的温度t最小的点)的算法动态地变化开关ki(其中i的范围从1至6)的切换速度。

图7是图示了用于搜索在效率方面的优化操作点的这类算法的一个实施例的操作的框图。这是迭代算法,其中,针对每次迭代而言,将开关的切换速度修改一个增量,并且测量功率效率。如果关于之前等级的迭代的效率变化为负,则增量的符号被修改,否则维持增量的符号不变。

在初始化步骤70(迭代n=0)中,切换速度di/dt被设置为限制值di/dtmin和di/dtmax之间的平均值,例如di/dt=(di/dtmax-di/dtmin)/2。转换器的功率效率η继而在步骤71处被测量,并且递增迭代计数器(n=1)。

继而开始迭代操作,其中,针对每次迭代而言,提供将开关的切换速度设置为值di/dt=di/dt+△e的步骤72,其中,△e是根据期望的控制精确性选择的递增步长。继而在步骤73处测量转换器的功率效率η。如果关于之前等级的迭代的效率变化为正(效率增加),则递增△e的符号保持不变(步骤74)。相反,如果效率变化为负(效率减少),则改变递增△e的符号(△e=-△e)。

在每次迭代处,重复步骤72至步骤74,这使得能够通过持久试图在效率方面靠近优化切换速度来使用效率测量以控制开关的切换速度。

可以在转换器的整个操作时间期间(额定状态中)实现期望的方法。可以根据期望的控制性能以及根据微控制器或使用的控制单元的可用性来选择算法的两个相继迭代之间的时间间隔。在所有情形中,两个相继迭代之间的时间间隔应该足以实现对开关的切换速度的修改并且测量新速度的效率(考虑在表示效率的测量是温度测量的情形中的转换器的热惯性)。两个相继迭代之间的时间间隔的范围例如从0.1s至10s。然而,可以根据标定的功率效率优化性能设想任何其它时间间隔。

关于图7描述的方法可以适配成通过测量转换器温度的控制。

在使用若干斩波器开关的转换器(诸如关于图6描述的倒相器)的情形中,可以提供根据关于图7描述的类型的算法来控制的方法,其中针对算法的每次迭代,将所有开关ki同时设置为相同的切换速度。作为一个变体,可以提供若干相中的控制。在第一相中,针对算法的每次迭代,将所有开关ki同时设置成相同的切换速度。最终,可以提供精细设置相,其中在算法的每次迭代处修改单个开关的切换速度。

上文描述的用于控制斩波器开关的方法的优点在于它能够优化操作并且尤其是优化转换器的功率效率。

此外,该方法易于实现。具体而言,在已经具有用于控制开关的切换频率和切换占空比的计算器(微控制器、dsp等)的转换器中,提供用于控制di/dt的装置(可变电阻器、可变电流生成器或其它设备)和以适配的方式对计算器编程以动态地调节di/dt是足够的。作为一个变体,可以提供专用于实现该方法的电路(控制单元)。

可以通过硬件或软件装置或其组合来实现所描述的方法。

已经描述了本发明的一些具体实施例。本领域技术人员易于想到各种更改、修改和改进。

具体而言,本发明不限于关于图6描述的示例,其中经由连接至斩波器开关的控制栅极的可变电阻器来设置斩波器开关的切换速度。可以使用用于控制开关和/或与该开关相关联的二极管的di/dt的任何其它装置。另一方式是使用可控电流生成器,其例如包括第一pnp型的双极晶体管和第二npn型的双极晶体管,该第一pnp型的双极晶体管的发射极连接到施加正电压的端子而其集电极连接到开关的控制栅极,该第二npn型的双极晶体管的发射极连接到接地而其集电极连接到第一双极晶体管的基极,而第二双极间晶体管的基极由数模转换器(例如,微控制器)控制。此外,本发明不限于开关是mos或igbt晶体管的情形。可以使用任何其它的适配功率开关。

此外,本发明不限于关于图7描述的用于搜索在效率方面的优化操作点的算法的示例。可以使用用于控制斩波器开关的任何其它方法,该方法包括根据对表示转换器的功率效率的量的测量来动态变化开关的切换速度。

此外,本发明当然不限于关于图6描述的示例,在图6中转换器是用于控制电机的三相倒相器。所提供的控制方法可以在使用斩波器开关的任何其它转换器中使用。

这类变更、修改和改进旨在是本公开的一部分,并且旨在位于本发明的精神和范围内。相应地,前述描述仅是示例而非旨在限制。本发明仅如在下面的权利要求书及其等同物中限定的那样被限制。

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