一种非隔离大变比直流‑直流变换器的制作方法

本发明涉及开关电源领域，特别是涉及输入输出变比大的非隔离直流-直流变换器。

背景技术：

开关电源主要是通过一些电路拓扑架构，将输入电压转换成符合要求的电压。近年来，随着电子技术的发展，特别是数据处理和传输速度的快速提升，对电源的功率和功率密度的要求不断上升，使提高变换器的效率成为实现高功率和高功率密度的关键。目前越来越多的电子设备需要低电压输出的电源模块，对于高电压输入低电压输出的大变比变换器来说，传统的降压线路有很多缺陷，比如：占空比小，输入脉冲电流大，效率低，这些都使得传统的降压线路很难广泛应用。传统降压线路如图1所示。以直流电压48v输入，1v输出为例，传统的buck线路，占空比d=vo/vin=2%，可见占空比很小，这就使得输入脉冲电流很大，大输入电流则需要更多的输入滤波器件，同时大电流流过高压的开关器件，产生的损耗加大，导致开关电源的效率很低，这样就使开关电源的功率密度难以提高。另外，传统的buck线路，不够完善，一旦原边开关器件失效短路，输入的高电压将直接加到负载上，很容易损坏用户的设备。

为了解决上述占空比小效率不高的问题，本发明提供了一种在高占空比工作下获得的非隔离大变比直流-直流变换器。

技术实现要素：

本发明所解决的技术问题是提供一种可实现高占空比的非隔离大变比直流-直流变换器。

本发明解决上述技术问题所采用的技术方案是：一种非隔离大变比直流-直流变换器，该线路包含与输入电压源相连的可控输入开关器件，一个自耦变压器，与自耦变压器原边绕组相连的一个隔直电容，与自耦变压器副边绕组相连的可控输出开关器件，与可控开关器件控制端相连的驱动线路，由输出电感和电容组成的低通滤波器，其特征在于，该线路通过在高占空比工作下获得大变比直流-直流变换。

优选地，上述非隔离大变比直流-直流变换器，其特征在于，上述可控开关器件，第一可控开关器件和第二可控开关器件与输入电压源相连，第三可控开关器件和第四可控开关器件与自耦变压器的副边绕组相连。

优选地，上述非隔离大变比直流-直流变换器，其特征在于，可控输入开关器件由第一可控开关器件和第二可控开关器件构成，可控输出开关器件由第三可控开关器件和第四可控开关器件构成。

优选地，上述非隔离大变比直流-直流变换器，其特征在于，第一可控开关器件和第三可控开关器件同步开关，第二可控开关器件和第四开关器件同步开关。

优选地，上述非隔离大变比直流-直流变换器，其特征在于，第一可控开关器件一端与输入电压源的正极相连，另一端连接隔直电容，隔直电容的另外一端与自耦变压器的原边绕组相连,隔直电容在工作过程中，承担了较高的电压压降，使变压器工作在较低的电压下，并且在第一可控开关管失效时，隔离保护副边的设备；第二可控开关器件一端接第一可控开关器件，另一端连接输入电压源的负极。

优选地，上述非隔离大变比直流-直流变换器，其特征在于，上述自耦变压器的副边绕组可以是一个绕组通过一个第三可控开关器件接输入电压源的负极，也可以是两个绕组分别通过一个第三可控开关器件和一个第四开关器件一起接到输入电压源的负极。

优选地，上述非隔离大变比直流-直流变换器，其特征在于，输入电压源的负极与输出电压的负接在一起。

本发明提供了一种可实现高占空比的非隔离大变比直流-直流变换器，结构简单、成本低、损耗小、高效率，使高电压输入低电压输出的非隔离型开关电源应用更为广泛，为推动高新技术电子产品的发展做出贡献。

附图说明

图1是传统的buck线路示意图。

图2是副边是一个绕组的非隔离大变比直流-直流变换器。

图3是副边是两个绕组的非隔离大变比直流-直流变换器。

图4是可控开关管驱动信号的时序图。

图5是副边一个绕组时占空比跟输入电压的关系图。

具体实施方式

下面结合附图给出本发明线路的实施方式，以详细说明本发明的技术方案。

如图2中自耦变压器的副边是一个绕组，图3中自耦变压器的副边是两个绕组。这里可控开关器件sh,sl,sa,sb是mosfet,sh和sa同步开关，sl和sb同步开关。cm是隔直电容，np是自耦变压器的原边绕组匝数，ns是自耦变压器的副边绕组匝数，lo是输出电感，co是输出电容，lo与co组成输出的低通滤波器，r是输出负载。

如图4是mos管sh,sa和sl,sb的驱动信号时序图，驱动信号为高电平时，mos管开通，驱动信号为低电平时，mos管关断。

在t1至t2阶段，sh,sa的驱动信号为高电平，sh,sa开通，sl,sb关断，电流从输入电源的正极流过开关管sh，隔直电容cm上建立电压vcm，电流经过变压器的励磁电感lm，电流方向在线路图上从上往下；变压器副边绕组的电流方向是从下往上流，即从输入电源的负经过sa和变压器副边绕组到va，然后经过输出电感lo，到输出电压vo的正，流到vo的负，vo的负与输入电源的负极接在一起。

在t2至未到t3阶段，sh,sa未完全关断，电流从寄生电容和体二极管走；sl,sb还没开通，电流从sl,sb的体二极管走，方向从下（输入电源的负）往上，va到输出电压的电流方向不变。

在t3时刻，sh,sa完全关断，sl,sb未开通，电流仍旧沿原来的方向从体二极管走；变压器励磁电感里面的电流ilm在逐渐减小，方向还是原来的方向，从上往下流。

在t3至t4阶段，sh,sa完全关断，sl,sb完全开通，励磁电感里面的电流ilm方向改变，从下往上流。变压器原边绕组上的电压等于隔直电容cm上的电压。

以变压器副边一个绕组为例：

在t1至t2阶段，sh,sa开通，sl,sb关断，原边绕组上的电压：

vp,d=vin-vcm-ns/np*vp,d

可以算出vp,d=np/(np+ns)*(vin-vcm)

在t3至t4阶段，sh,sa关断，sl,sb开通期间，原边绕组上的电压：

vp,1-d=vcm

根据变压器励磁电感lm上的磁平衡：

vp,d*d=(1-d)*vcm

可以算出vcm=kp*d*vin/(1-ks*d)

变压器副边绕组上的电压：vs=ns/np*vp,d

vo=d*vs=d*vin*(1-d)/(1-ks*d)

以上kp=np/(np+ns),kn=nn/(np+ns)，kp+kn=1

图5是副边一个绕组时占空比跟输入电压的关系图(vo=5v,np=5，ns=2)，由图5可以看出，变换器的占空比d可以取很大的值。

在变压器工作的过程中，d很大，隔直电容cm承受了较大的压降，绕组上承受担的电压很小，输入开关上的脉动电流小，通过匝比的关系，副边开关管上承受的电压应力更小，原边开关和副边开关管上的电压应力小可以选低电压的开关管，这样就可以实现低电压大电流输出，另外，输入电流小，可以大大的减小功率损耗，在低成本的基础上提高了电源的工作效率，可以进一步提高电源的功率密度。

虽然以上描述了本发明的具体实施线路，但是本领域的技术人员应当理解，这些仅是举例说明，在不背离本发明的原理和实质的前提下，可以对这些实施线路做出多种变更或修改。因此，本发明的保护范围由所附权利要求书限定。