本发明涉及电动助力转向(EPS)系统的控制。特别地，本发明 涉及消除EPS系统中的阻尼电流，而不需要单独的相位隔离继电器。
背景技术：
电力辅助转向(EPS)系统在现有技术中是众所周知的。由电动 马达生成的功率被用来在与检测到的由转动方向盘的车辆驾驶员生成 的需求扭矩相同的方向上在转向柱中生成辅助扭矩。
在EPS系统中采用的典型逆变器桥包括多个控制输送到马达的 电流并由此控制马达的旋转的半导体开关元件。如果其中一个开关元 件发生故障，例如短路(ON)故障，那么原则上可以通过打开(切 断)其余的“好”的开关元件来禁用逆变器。图1(a)示意性地表示具 有两个逆变器桥的EPS系统100中的功率流。电池110为双逆变器 桥120、120'和作用于相同转向齿条上的两个马达130、130'供电。它 们有独立的定子，但共享相同的转子。因此，每个马达130、130'贡 献大约50％来辅助转向。如图1(b)中例示的，在逆变器桥120之一 发生故障的情况下，EPS系统保持运行，因为另一个逆变器桥120' 仍然可以提供帮助。但是，依赖于马达速度和位置，即使马达130被 禁用，马达130内的反电动势(back-EMF，也被称为再生电压)的 生成也可以驱动有故障的逆变器桥内的阻尼电流。
常见的开关元件(例如，MOSFET)通常具有与晶体管沟道并 联的本征寄生“体”二极管，当反电动势超过阈值正向电压时，其允 许阻尼电流在有故障的逆变器中循环，即使当开关元件被关断时。
这些阻尼电流生成与马达的运动相反的扭矩，即，增加驾驶员感 觉到的转向的阻力的破坏扭矩。同时，阻尼电流也会导致过多热量生 成，这会造成EPS系统中的进一步故障。当然，即使在发生故障的 情况下也维持转向辅助是期望的，但是这种进一步的故障使其危险。 虽然在这种双桥设计中避免了完全转向损失，但是有故障的桥中的阻 尼将驾驶员从其余健康逆变器可获得的辅助的量减少到50％以下。
解决这个问题的已知方式包括断开有故障的逆变器和马达之间的 相连接，以避免用于循环阻尼电流的闭合回路，这需要诸如内置阻断 开关或继电器的附加功率部件。在大多数时候，当没有故障时，这些 部件不起任何作用，但仍然占据宝贵的空间、散热且它们是昂贵的。
因此，抑制阻尼电流的替代方案是期望的。考虑到前述内容，设 计了本发明的各个方面和实施例。
技术实现要素：
根据本发明的第一方面，提供了一种控制电动助力转向(EPS) 系统的方法，该系统包括一个或多个逆变器桥，每个逆变器桥连接到 被配置为向车辆转向提供电力辅助的多相马达，其中每个逆变器包括 多个开关元件，每个开关元件与马达的一相相关联。该方法可以包括 响应于检测到影响逆变器桥中的一个或多个中的电流的预定义事件而 防止在所述一个或多个受影响的逆变器中的电流流动。这可以通过将 栅极-源极电压施加到受影响的(一个或多个)逆变器桥的开关元件 中的一个或多个来实现。
有利地，本发明防止或至少基本上抑制阻尼电流，而不需要附加 的电路部件(诸如占用宝贵空间、消耗功率并且昂贵的阻断继电器或 开关)。当检测到故障时，本发明的各方面和实施例允许有故障的逆 变器被有效地禁用。此外，本发明的实施例避免了由利用展现出寄生 体二极管行为的开关元件的已知逆变器造成的问题。
多相电机可以被配置为作用于EPS系统的单个转向齿条上。
在本发明的一个方面或实施例中，预定义事件可以是或者包括逆 变器桥内的所述开关元件之一处或其内部的故障事件，或EPS系统 的电力中断。
所述开关元件之一处或其内部的故障事件可以是阻止开关元件被 关断的任何事件。例如，它可以是短路故障，或者是提供栅极电压的 控制电路中的故障。
如果检测到逆变器的开关元件之一中的故障事件，那么本发明的 各方面和实施例提供了通过阻断受影响的逆变器中的电流来禁用受影 响的逆变器的方法。一个或多个未受影响的逆变器可以继续正常操作。
如果检测到EPS系统的电力中断，那么本发明的各方面和实施 例提供了通过阻断那些逆变器中的电流来禁用任何或全部逆变器的方 法。造成电力中断的事件可以是当车辆关掉(turn off)时，例如停 车时。这也可以包括当车辆在修理厂维修时发生的事件。
本发明有利地提供了当车辆被开关切换并受到车轮转动/转向移 动/旋转时保护EPS的方法，这种车轮转动/转向移动/旋转会生成反 EMF并造成逆变器中的电流不受控制。
开关元件可以被配置为在反向偏置超过反向导通阈值电压时在关 断状态下导通。
施加栅极-源极电压可以包括施加负栅极-源极电压，以控制处于 关断状态的开关元件的反向导通阈值电压。
该方法还可以包括控制反向偏置阈值电压大于施加到开关设备的 反向偏置。以这种方式，本发明的各方面和实施例提供了确保开关设 备在受到由马达生成的高反EMF时保持关断以阻挡阻尼电流的方法。
该方法还可以包括使用栅极驱动器将栅极-源极电压施加到开关 设备。栅极驱动器可以连接到栅极电极和源极电极。
该方法还可以包括在正常模式下操作EPS系统，其中正常控制 开关元件，并且在检测到预定义的事件时在阻断模式下操作EPS系 统。
可以通过使用栅极驱动器向开关元件施加栅极-源极电压来启用 阻断模式。栅极-源极电压可以是零或负的。
根据本发明的实施例，开关可以位于栅极驱动器和源极电极之间， 并且电阻器连接在栅极和漏极电极之间。开关在其两端并联有二极管。 该二极管可以被配置为在与开关元件相同的方向上被偏置。用于与 EPS系统一起使用的电阻器电路也可以是本发明的单独方面。
根据这个实施例，可以通过打开开关以断开栅极驱动器使其无法 驱动开关元件来启用阻断模式。
该方法可以包括使用由马达生成的相电压(反EMF)来施加栅 极-源极电压。打开开关可以允许栅极电压跟随漏极电压。打开开关 可以允许所施加的栅极-源极电压由开关元件两端的反向偏置确定。
当开关打开时，所施加的栅极-源极电压可以由相电压的值确定。 当开关被打开时，阻断模式可以以两种模式之一操作：
在第一阻断模式下，所施加的栅极-源极电压是负的。所施加的 栅极-源极电压可以由马达生成的相电压(反EMF)确定。所施加的 负栅极-源极电压可以由开关元件两端的反向偏置来确定。当相电压 在逆变器的电源电压之外时(例如，大于电池电压或低于地)，第一 阻断模式被启用。开关元件和二极管反向偏置，并且栅极驱动器保持 与开关元件断开。
在第二阻断模式下，所施加的栅极-源极电压由栅极驱动器确定， 并且该方法可以包括使用栅极驱动器来保持开关设备关断。在这里， 所施加的栅极-源极电压可以是零或负的。当相电压在电源电压之间 时(例如，小于电池电压或高于地)，这种阻断模式被启用。在第二 阻断模式下，开关设备和二极管被正向偏置，并且栅极驱动器保持连 接到开关元件。
该方法还可以包括确定开关元件两端的反向偏置，并且控制处于 关断状态的反向导通阈值电压大于施加在开关元件两端的反向偏置， 以阻止电流流动。
响应于检测到受影响的逆变器桥内所述开关元件之一处或其内部 的故障事件而阻止受影响的逆变器中的电流流动还可以包括切断受影 响的逆变器中的其它开关元件。
响应于检测到EPS装置的电力中断而阻止受影响的逆变器内的 电流流动还可以包括切断每个逆变器中的每个开关元件。
当在每一相中流动的电流低于预定义的阈值电流值时，可以施加 负或零栅极-源极电压。
当在每一相中流动的电流低于预定义的阈值电流值时，开关可以 打开。
启用阻断模式可以包括：当在每一相中流动的电流低于预定义的 阈值电流值时，首先设置零栅极-源极电压，然后施加负栅极-源极电 压，或打开开关。
检测故障事件可以包括监视以下中的一个或多个：所述/每个开 关元件的源极-漏极电压；所述/每个开关元件内的电流方向；马达的 相的电流或电压。该方法还可以包括将这些确定的参数中的一个或多 个与对应的预定阈值进行比较。
有利地，阻止受影响的逆变器中的电流流动可以发生，而无需在 马达和逆变器之间使用附加的电流阻断开关元件。
所施加的栅极-源极电压可以小于开关设备的最大源极-栅极电压 额定值。所施加的栅极-源极电压可以基本上在0V至-1V的范围内， 或者可以基本上在-1V至-2V的范围内，或者可以基本上在-2V至-3V 的范围内，或者可以基本上在-3V到-4V的范围内，或者可以基本上 在-4V到-5V的范围内。
根据本发明的第二方面，提供了用于包括一个或多个逆变器桥的 电动助力转向(EPS)设备的系统。每个逆变器桥可以连接到被配置 为向车辆转向提供电力辅助的多相马达。每个逆变器桥可以具有多个 开关元件，每个开关元件与马达的一相相关联。该EPS系统可以具 有被配置为控制开关元件以在正常操作下控制到马达的相的电流的控 制装置。响应于检测到影响逆变器桥中的一个或多个的电流流动的预 定义事件，它可以通过向受影响的逆变器桥的开关元件中的一个或多 个施加栅极-源极电压来控制开关元件处于阻断模式，以阻止电流在 一个或多个受影响的逆变器桥中流动。这可以根据第一方面的方法来 实现。
开关元件可以被配置为在反向偏置超过反向导通阈值电压时在关 断状态下导通，其中，当处于阻断模式时，控制装置被配置为通过向 开关元件施加栅极-源极电压来控制反向导通阈值电压。栅极-源极电 压可以是负的。
控制装置可以包括连接在开关元件的栅极电极和源极电极之间的 栅极驱动器。
在实施例中，控制装置还可以包括将栅极电极连接到开关元件的 漏极电极的电阻器；连接在栅极驱动器和源极电极之间的开关，其中 开关被配置为在正常操作下闭合并且在阻断模式下打开；以及与开关 并联连接的二极管。
开关和二极管可以连接在栅极驱动器和栅极电极之间。
在阻断模式下，控制装置可以被配置为当开关元件被反向偏置时 断开栅极驱动器使其无法驱动开关设备，使得栅极电极上的电压跟随 漏极电压，并且栅极-源极电压由从马达生成的相电压施加。
可替代地，在阻断模式下，控制装置可以被配置为当开关元件正 向偏置时维持栅极驱动器连接。
该系统还可以包括故障事件检测装置。故障检测装置可以包括监 视装置，该监视装置被配置为监视以下中的一个或多个：所述/每个 开关元件的源极-漏极电压；所述/每个开关元件内的电流方向；马达 的相的电流或电压。监视装置或其它设备可以被配置为将这些确定的 参数中的一个或多个与对应的预定阈值进行比较。
开关元件的反向导通阈值电压可以大于大约0.6V。阈值电压可 以大于大约1V。阈值电压可以大于大约2V。阈值电压可以基本上等 于或大于由马达生成的反EMF。阈值电压可以基本上等于或大于由 马达施加到设备的反向偏压。
在根据本发明的第一和第二方面的实施例中，所施加的栅极-源 极电压可以基本上在0V和-4V之间。在实施例中，其可以小于开关 设备的最大源极-栅极电压额定值。
在根据本发明的第一和第二方面的实施例中，开关元件可以是氮 化镓场效应晶体管(FET)，并且可选地或优选地，可以是n型增强 模式氮化镓FET。
GaN开关元件常规用在较高电压应用中，而不用在汽车应用中 (诸如电力转向)。本发明的实施例利用适于用在汽车12V和48V 应用中的GaN设备。有利地，本发明的实施例利用这种不展现出在 当前布置中观察到的MOSFET的寄生体二极管行为的开关元件。本 发明的各方面和实施例在开关设备名义上关断时提供对开关设备中的 反向导通的控制，或者更具体而言，控制反向导通阈值电压，使得其 与由马达的高反EMF在设备上生成的反向偏置相当或优选地大于该 反向偏置。因此，本发明不限于GaN设备，并且可以利用当用栅极 可调阈值电压名义上关断时展现出体二极管或类二极管状行为的任何 半导体开关设备来实现该解决方案。
在根据本发明的第一和第二方面的实施例中，EPS系统可以包 括至少两个逆变器桥。当检测到影响一个逆变器桥中的电流的预定义 事件时，该方法还可以包括使用所述其它逆变器桥中的一个或多个来 提供电力辅助。可替代地，EPS系统可以包括单个逆变器桥。在这 里，反向阻断能力可以使得相隔离开关被移除。但是，由于系统中没 有冗余，因此将不提供转向辅助。
在本发明的单独方面和实施例的上下文中描述的特征可以一起使 用和/或可互换。类似地，为了简洁起见，在单个实施例的上下文中 描述了这些特征，但是这些特征也可以单独提供或以任何合适的子组 合提供。结合设备描述的特征可以具有关于(一个或多个)方法和计 算机程序所定义的对应特征，并且具体设想这些实施例。
在提到“事件”或“故障条件”等时，这应当被广泛地解释。应 当理解的是，这覆盖了“内部”故障/错误，例如短路。它还覆盖了 可能使FET受到高反EMF的“外部”事件，例如EPS马达在车辆 维修期间以高速从外部转动(由维修工程师作用)并因此充当发电机。
附图说明
现在将参考附图的图示对本发明的实施例进行描述，在附图中：
图1(a)和(b)示出了已知的双桥EPS控制系统；
图2示出了包括硅MOSFET的双桥系统的一侧的简化示意图；
图3示出了用于图2的电路的模拟结果；
图4示出了包括GaN FET的双桥系统的一侧的简化示意图；
图5示出了，对于VGS的若干不同值，Si MOSFET的反向偏置 电流-电压特性和GaN FET的反向偏置电流-电压特性的模拟；
图6和7示出了用于图4的电路的模拟结果；
图7A示出了根据本发明实施例的栅极驱动电路配置；
图7B示出了从马达相位(反EMF)生成的时变电压和到逆变 器的电源电压；
图8示出了包括硅MOSFET的双桥系统的一侧的简化示意图；
图9示出了图8的电路的模拟结果；
图10示出了包括GaN FET的双桥系统的一侧的简化示意图；
图11至14示出了用于图10的电路的模拟结果；
图15是根据本发明实施例的控制方法的流程图；以及
图15A是根据本发明另一个实施例的控制方法的流程图。
具体实施方式
图1(a)和(b)表示已知的双桥EPS控制系统100。该系统包括分 别连接到第一马达130和第二马达130'并被配置为驱动第一马达130 和第二马达130'的第一逆变器桥120和第二逆变器桥120'。当驾驶 员操作车辆(未示出)的方向盘140时，系统检测到需求扭矩。马达 130、130'依赖于作用在转向齿条上的需求转矩和车辆速度生成辅助 扭矩，以辅助转向车辆。两个马达130、130'可以物理地位于一个壳 体中或者分开定位，但是在任一种情况下，它们都作用在同一个转向 齿条上，并且在正常操作中各自贡献大约50％的转向功率。马达130、 130'可以方便地是无刷三相AC永磁体同步(PMSM)马达。
图2示出了用来驱动三相马达130的逆变器桥120的已知电路布 置，表示双桥EPS控制系统100(例如，如图1(a)、(b)所示)的一 半。由于双桥控制系统的两个逆变器桥通常是完全相同的，因此这里 只描述一个。DC电压由电池110在电源轨和地轨之间施加，并经由 逆变器120连接到三相马达130。逆变器120包括三个并联臂(A、 B、C)，每个并联臂具有一对串联连接在电源轨和地轨之间的硅 (Si)MOSFET 122a、122b、124a、124b、126a、126b。马达相A、 B、C以星形配置彼此连接并且从相应的一对MOSFET之间分支出。 因此，MOSFET 122a、122b连接到马达130的第一相A，MOSFET 124a、124b连接到马达130的第二相B，并且MOSFET 126a、126b 连接到马达130的第三相C 130。与每一相相关联的MOSFET对 (臂A、B、C)彼此并联连接并连接到电池110。可以在电池110 和MOSFET 122a、122a、122b、124a、124b、126a、126b之间提供 电源滤波器(未示出)。
MOSFETS也以逆变器120的“高”侧上的MOSFET 122a、 124a、126a和逆变器120的“低”侧上的MOSFET 122b、124b、 126b这两个组来布置。术语“高”和“低”是仅仅为了参考的标签。 每个MOSFET 122a、122b、124a、124b、126a、126b包括晶体管沟 道和与晶体管沟道并联连接的本征体二极管。每个MOSFET 122a、 122b、124a、124b、126a、126b的栅极连接到栅极驱动器，以将每 个MOSFET接通或切断。每个栅极驱动器从控制块(未示出)接收 控制信号。
在使用中，栅极驱动器(未示出)向每个MOSFET的栅极施加 电压信号，以便以预定义的顺序快速地接通和切断它们，由此控制施 加到马达的每一相的电压和流过绕组的电流。这进而控制由绕组生成 的磁场的强度和朝向，并因此控制马达的扭矩和速度。通过使用足够 快速的脉宽调制(PWM)开关模式，可以施加相驱动波形，该波形 近似于用于平滑地旋转马达所需的理想正弦波形。这在正常操作中适 用于两个桥120、120'，即，两个桥120、120'的所有MOSFET在正 常操作期间以受控方式接通和关断。
在逆变器120、120'内的任何或全部MOSFET 122a、122b、124a、124b、126a、126b上可以出现故障。在图2和4的示例中， 其中逆变器桥120的MOSFET 122a之一无法被关断(仅MOSFET 122a用作示例)，例如，因为其在短路故障模式下发生故障，或者 在提供栅极电压的控制电路中存在故障，所以逆变器120'继续正常工 作，如上所述。但是，因为在这种体系架构中没有将马达130与有故 障的逆变器120隔离的手段，所以，由于马达130仍然旋转而由马达 130生成的反EMF可以继续通过逆变器120驱动电流(依赖于马达 130的速度和位置)，即使当逆变器120通过切断其余的未损坏的 MOSFET而名义上被禁用。在这种情况下，可能过度和不受控制的 阻尼电流将流过第一相A的现在不可控制的有故障的MOSFET 122a 以及其它相B、C中未损坏的MOSFET 124a、126a的体二极管(当 反EMF超过未损坏的MOSFET 124a，126a的体二极管的阈值正向 电压(通常对于Si MOSFET为0.6V)时)。要注意的是，由于通过 体二极管的导通，阻尼电流被半波整流。
因此，虽然仍然向车辆驾驶员提供转向辅助，但是工作的逆变器 桥120'必须克服有故障的逆变器120的阻尼效应。总体转向辅助将小 于50％。在示例性实施例中，对于40V的Si MOSFET和100A的相 电流，体二极管对于给定的电流具有与在MOSFET沟道导通的情况 下的MOSFET沟道相比更高的正向电压降。这导致过度的功率消耗 (发热)，这可能导致进一步的故障。如果第一故障导致同一个桥 120的另一相中的MOSFET(例如，MOSFET 124a)的故障，那么 循环的电流将不再被半波整流，而是全AC。全AC电流增加了阻尼 效应，因此是不期望的。
图3示出了当MOSFET 122a不能被关断并且所有其它 MOSFET 122b、124a、124b、126a、126b都被切断时图2所示的电 路的模拟结果。假设Si-MOSFET用于模拟。马达反EMF被任意设 置为以50Hz的频率的2V，反EMF电压峰为6V，并且电池电压为 12V。图(a)和(b)分别示出了健康MOSFET 124a中的漏极电流(Id) 和功率消耗随时间的变化(针对MOSFET 126a发现了类似的结果)。 这些曲线图(plot)示出了在体二极管导通期间大的负电流和高的平 均功率消耗。曲线图(c)至(e)示出了三相中每一相上的反EMF。曲线 图(f)示出了对应的MOSFET 124a源极-漏极电压(VDS)，也展现出 大的电压降。高的正电压降(这个示例中大约3V峰)与MOSFET 124a阻断阻尼电流时对应。在这里，硅MOSFET体二极管的阈值正 向电压为0.6V，因此当VDS为负且超过那个阈值时，体二极管导通。
图4示出了根据本发明实施例的双桥EPS控制系统200的一半。 系统200包括以类似于上述系统100的方式连接的电池210、马达 230和逆变器220。逆变器220包括代替Si MOSFET 122a、122b、 124a、124b、126a、126b的氮化镓(GaN)功率晶体管222a、222b、 224a、224b、226a、226b。GaN FET被分别分组为“高侧”和“低 侧”FET 222a、224a、226a；226a、226b、226c。
除了其它之外，GaN FET 222a、222b、224a、224b、226a、 226b的特征在于，不存在并联于Si MOSFET共有的沟道的本征体 二极管。因此，GaN FET在关断状态下具有不同的反向偏置操作机 制。GaN晶体管优选地为n型增强模式晶体管。
类似于Si MOSFET，当GaN FET名义上被关断时，当它受到 大于反向导通阈值电压的反向偏置时，它将导通。当受到由马达生成 的高反EMF时会发生这种反向偏置。但是，GaN FET的关键功能 特性是反向导通阈值电压是栅极可调的并且足够大，以在需要时抑制 反向导通。应当认识到的是，本发明不限于GaN FET，而是可应用 于展现这里描述的GaN FET的功能特性的任何其它新兴的功率晶体 管技术。
栅极经由栅极绝缘体与沟道电绝缘，但电容耦合到沟道。在相对 于源极(VGS)施加零栅极偏置的情况下，栅极下方的沟道区域耗尽 电子，使得GaN晶体管222a、222b、224a、224b、226a、226c关断 (OFF，不导通)。在OFF状态下，随着VDS减小(负)，在栅极 上相对于漏极和漂移区域产生正偏置，从而在栅极下方注入电子。一 旦达到栅极阈值，GaN晶体管沟道将开始导通。如果VDS增加(正)，那么在栅极上相对于漏极和漂移区域产生负偏置，从而进一 步耗尽晶体管沟道。因此，在零VGS的情况下，GaN晶体管222a、 222b、224a、224b、226a、226c展现出与Si MOSFET的体二极管类 似的类二极管行为。由于在零VGS下需要栅极阈值来接通GaN晶体 管，因此GaN“二极管”的阈值正向电压大于典型Si MOSFET的体 二极管。重要的是，因为必须达到栅极阈值以便让GaN二极管导通， 所以可以通过施加非零的VGS来调节这个阈值。具体而言，通过施加 负VGS，可以进一步增加二极管阈值。
图5示出了，对于VGS的若干不同值，GaN FET的反向偏置电 流-电压特性的模拟。为了比较，图5中还示出了用于Si MOSFET 的相同模拟。对于Si MOSFET，体二极管的反向偏置源极-漏极特性 与VGS无关。相反，对于GaN FET，反向偏置源极-漏极特性展现出 对VGS的强依赖性。特别地，通过施加负VGS，可以显著增加反向导 通阈值电压。在所示的模拟中，通过将VGS从0V增加到-4V，阈值 电压可以从大约2V增加到6V。在实际的设备中，阈值电压将依赖 于具体的设备特性、材料质量、制造工艺等。当发生故障时，大且可 控的阈值电压对逆变器220的操作具有显著的影响，如下面更详细讨 论的。
图6示出了当GaN FET 222a不能被关断并且所有其它GaN FET 222b、224a、224b、226a、226b都通过施加零VGs而被关断 时图4中所示的电路的模拟结果。图形(a)、(b)和(f)分别示出了健 康GaN FET 224a中的漏极电流、功率消耗和VDs随时间的变化 (对于MOSFET 226a发现了类似的结果)。数据以图3中所使 用的相同标尺绘制。类似于图3的结果，当VDs为负并超过GaN 二极管的阈值电压(对于零VGs约为2V)时，阻尼电流流动。值 得注意的是，与Si MOSFET(参见例如图3)相比，GaN FET 224a展现出减小的漏极电流，但是，越大的阈值电压意味着所得 到的峰功耗(图6中的曲线图(b))与Si MOSFET中大致相同。 曲线图(c)至(e)示出了三相(A、B、C)中每一相上的反EMF。
在图7中，重复图6的模拟，但是对于每个未损坏的GaN FET 222b、224a、224b、226a、226b施加等于-3V的VGS(GaN FET 222a仍然持久地接通)。图形(a)、(b)和(f)分别示出了健康GaN FET 224a中的漏极电流、功率消耗和VDS随时间的变化(对于 MOSFET 226a发现类似的结果)。如曲线图(a)和(b)所示，电路中 没有阻尼电流，并且因此没有功率被耗散。换句话说，GaN FET 222b、224a、224b、226a、226c有效地阻断了阻尼电流。这是由于 通过施加负VGS而使得GaN FET“二极管”的阈值反向导通电压偏 移到峰反EMF以上的结果。曲线图(c)至(e)示出了三相中每一相上的 反EMF。
在实施例中，在系统200的正常操作期间(当没有故障时)，用 来关断GaN FET 222a、222b、224a、224b、226a、226c的VGS可以 保持接近0V，以最小化导通损耗。当在逆变器220、220'之一中检测 到故障时，例如，在GaN FET 222a、222b、224a、224b、226a、 226c之一在短路模式下发生故障时，可以将负VGS施加到其余未损 坏的GaN FET，以便阻断由来自马达230的反EMF生成的阻尼电 流。一旦马达相电流降低到安全水平，就可以执行这个操作，以避免 损坏健康的FET。例如，为了帮助安全关断，当通过GaN FET的电 流接近零时，可以施加负VGS。每个设备中循环的电流电平可以使用 众所周知的技术来测量，并且可以以具体应用为基础(例如，所使用 的设备、热接口等)定义用于安全关断的电流阈值。
由于反EMF的振幅依赖于马达230的速度，因此图4中的逆变 器电路220、220'可以被用来直到相对高的马达速度都阻止阻尼电流。 典型的马达速度可以在0-6000rpm的范围内。根据本发明的阻断反 向导通的方法受到GaN FET的最小额定VGS(在损坏设备之前可以 施加的最大负电压)的限制。
在另一个实施例中，可以经由反EMF本身而不是通过栅极驱动 器来施加负VGS。图7A示出了用于实现这个实施例的示例栅极驱动 器电路配置。虽然图7A示出了用于GaN FET 224a和224b的栅极 驱动器连接(反相器220的臂B)，但它代表用于逆变器220的每个 臂的栅极连接。下面的描述集中在GaN FET 224a，但是同样适用于 逆变器220(或者根据情况来看，逆变器220')中的每个GaN FET。
参考源极，栅极驱动器的输出将电压施加到栅极。栅极电阻器 R2可以位于栅极驱动器的输出和栅极之间。通常，如图4所示，栅 极驱动器连接到栅极和源极，并且栅极通过栅极绝缘体与源极-漏极 电路隔离。在这个实施例中，栅极也经由电阻器R1连接到漏极。此 外，开关SW1位于源极和栅极驱动器参考之间，并且二极管D1与 开关SW1并联连接。虽然图7A示出了位于源极和栅极驱动器参考 之间的开关SW1和二极管D1，但是开关SW1和二极管D1也可以 位于栅极和栅极驱动器输出之间。图7A的电路以三种截然不同的模 式操作，如下所述，
正常操作(模式1)：在正常操作下，开关SW1闭合。栅极驱 动器正常地连接到电路，根据需要接通和切断GaN FET 224a，以向 马达相B提供PWM相电压(Vph)。电阻器R1足够大，使得流过 R1的电流最小，并且栅极驱动器的输出决定了施加到栅极的电压。 因此，R1在正常操作下对电路的操作的影响可以忽略不计。如果开 关SW1打开，那么二极管D1被定向成使得其将正向偏置。
阻断模式：当在逆变器220、220'之一中检测到故障状态或故障 事件时，例如，在GaN FET 222a、222b、224b、226a、226c之一在 短路模式下发生故障、或者由于任何其它原因需要阻断阻尼电流时， 通过在栅极驱动器上将VGS设置为零，其余的健康GaN FET名义上 被关断。此外，开关SW1打开，由此阻止栅极驱动器驱动GaN FET。 一旦马达相电流降低到安全水平，就可以执行这个操作，以避免损坏 健康的FET。例如，为了帮助安全关断，当通过GaN FET的电流接 近零时，GaN设备可以名义上被关断，并且开关SW1打开。每个设 备中循环电流的水平可以使用众所周知的技术来测量，并且可以以具 体应用为基础(例如，所使用的设备、热接口等)定义用于安全关断 的电流阈值。例如，定时可以基于监视马达位置或每一相中的电流。
然后，图7A的栅极驱动器电路在阻断模式(开关SW1打开) 下的操作依赖于反EMF的值以两种方式之一继续进行，如下讨论。
模式2：如果来自马达相的反EMF大于Vbat，使得Vph>Vbat， 那么GaN FET 224a和二极管D1反向偏置。在这种场景中，应当施 加负VGS来阻止GaN设备接通。当二极管D1反向偏置时，其不导 通并且栅极驱动器保持断开使其无法驱动GaN FET 224a。这允许栅 极上的电压跟随漏极电压。由于GaN FET 224a反向偏置，因此相对 于源极的栅极电压(VGS)为负。所施加的负VGS大致等于施加到 GaN FET 224a的反向偏置。这确保当在高反EMF条件下反向偏置 时GaN FET 224a保持关断OFF。
模式3：如果来自马达相的反EMF小于由电池提供的电压 (Vbat)，使得Vph<Vbat，那么GaN FET 224a和二极管D1正向偏 置。当二极管D1正向偏置时，它将在达到阈值接通电压时开始导通， 此时，栅极驱动器正常连接到电路，并且可以保持GaN FET 224a关 断(通过维持零VGS)。与正常操作模式(模式1)一样，电阻器R1 对电路的操作的影响可以忽略不计。这确保阻尼电流在低反EMF条 件下被阻断。
为了在模式2下的有效操作，重要的是控制通过栅极驱动器的任 何泄漏路径，以阻止栅极驱动器将栅极电压拉离漏极电压，这会导致 GaN设备接通。
图7B示出了，与电源电压(12V Vbat，0V VGND)的典型值相比， Vph(反EMF)相对于时间的曲线图，该图示出了当马达旋转时电路 如何在不同的模式下操作。在所示的示例中，Vph的振幅大于Vbat， 并且随着反EMF变化，操作模式在模式2与模式3之间交替。换句 话说，VGS的值随着反EMF的瞬时值而持续且自动变化。这意味着 不需要对反EMF进行主动监视来启用阻断功能。要注意的是，当 Vph>Vbat时，GaN FET 224a反向偏置，而对应的GaN FET 224b正 向偏置。相反，当Vph<VGND时，GaN FET 224a正向偏置，而GaN FET 224b反向偏置。
开关SW1可以是Si MOSFET，而二极管D1可以是本征Si体 二极管，具有低接通电压的特性。可替代地，开关SW1可以是具有 或不具有体二极管的任何开关元件。当D1不是体二极管时，它可以 是与开关元件并联连接的任何合适的二极管。二极管阈值电压优选地 低，并且击穿电压优选地高。
电阻器R1的电阻可以基本上在1kΩ到10kΩ的范围内，或者在 10kΩ到100kΩ的范围内。R1的值被选择为使通过它的电流最小， 并允许栅极驱动器控制栅极。其值将依赖于电路的特性(例如，电源 电压、栅极电压和设备电阻)。栅极电阻器R2的值可以基本上在 0Ω-10Ω的范围内。其值将依赖于电路的各种特性，包括所需的GaN FET的动态特性。
虽然在先前的实施例中描述了GaN设备，但是将理解的是，该 方法的原理是当开关设备名义上被关断时控制开关设备中的反向导通， 或者更具体地控制反向导通阈值电压，使得其与由马达230的高反 EMF在设备上生成的反向偏置相当或者优选地大于该反向偏置。因 此，本发明不限于GaN设备，并且任何在名义上用栅极可调阈值电 压被切断时展现出体二极管或类二极管行为的半导体开关设备都可以 被用来实现该解决方案。
有利地，本发明阻止或至少基本上抑制阻尼电流，而不需要附加 的电路部件，该附加的电路部件诸如占用宝贵空间、耗散功率并且昂 贵的阻断继电器或开关。当检测到故障时，本发明的各个方面和实施 例允许有故障的逆变器被有效地禁用。
可以通过监视VDS来检测桥电源开关短路：当被监视的开关接通 时高于预期(高于预定义的阈值)的电压意味着同一个相臂中的其它 开关被短路(低电阻)。电源开关短路也可以通过监视漏极电流、 VGS、马达速度、马达相的电流和电压中的一个或多个来检测。这些 参数可以由任何众所周知的方法来监视。故障检测可以通过比较所述 参数中的任何一个与预定阈值来促进。
在上述实施例中，事件是内部故障事件，诸如一个或多个开关设 备122a、122b、124a、124b、126a、126b；222a、222b、224a、 224b、226a、226b中的短路故障。但是，影响电路中的电流的事件 可以是由于影响马达130的运动的外部因素，同时所有开关设备 122a、122b、124a、124b、126a、126b；222a、222b、224a、224b、 226a、226b保持运行。例如，在车辆的修理厂维修期间如果马达130、 130'恰好被用作发电机，那么可能造成这种事件。在车辆和EPS系 统关断的场景中，两个逆变器中的开关元件都在OFF状态下被停用。 如果方向盘旋转，那么马达130、130'的对应旋转生成反EMF。在这 种情况下，如果反EMF相间电压超过电池电压的幅度达到体二极管 阈值电压，那么Si FET 122a、122b、124a、124b、126a、126b中的 一些或全部的体二极管将导通。如果方向盘转动得足够快(例如，由 用户或服务工程师)，那么可能会对EPS系统造成损坏。因此期望 保护逆变器桥中的开关元件免受外部事件的影响。再次，一旦硅 MOSFET 122a、122b、124a、124b、126a、126b的体二极管上的电 压降高于固定的、不受控制的阈值(通常为0.6V)，其将导通。
图8示出了模拟所有Si MOSFET 122a、122b、124a、124b、 126a、126b切断并且马达130用作发电机的场景的电路100。图9示 出了模拟的结果，在该模拟中，在60Hz的频率下生成9V的峰反 EMF，电池电压为12V。在这些条件下，所使用的Si MOSFET(例 如，NVMFS5C404N)将由于其体二极管而耗散大约4.5W。
图11示出了在零VGS条件下用于包括GaN FET 222a、222b、 224a、224b、226a、226b的图10所示电路的模拟结果。图形(a)、(b) 和(f)分别示出，GaN FET 224a中的漏极电流、功率消耗和VDS随时 间的变化(对于所有其它MOSFET 222a、222b、224b、226a、226b 发现类似的结果)。曲线图(c)至(e)示出了三个相A、B、C中的每一 相的反EMF。如可以看出的，因为GaN类体二极管的反向导通阈值 电压大于Si MOSFET体二极管的反向导通阈值电压，所以，在导通 之前，GaN FET可以承受更高的反EMF，从而耗散更少的功率，在 这个模拟中耗散的功率为0.2W。图12、13和14分别示出了，当VGS以1V的步长从0V减小至-4V时VDS、漏极电流和耗散的功率随 时间的曲线图。最值得注意的是，随着VGS从0V降至-4V，模拟中 的峰漏极电流从880mA降至5.5μA，并且耗散的功率从1.5W降至 60μW。因此，阻尼电流和功率消耗大大降低，并且避免了相关联的 过量发热问题。
根据本发明的一个实施例，免受外部事件(诸如维修厂维修)的 影响可以通过在车辆关掉时经由栅极驱动器向GaN FET施加负栅极 电压来实现。
在另一个实施例中，通过在车辆关掉时保持开关SW1打开，可 以使用图7A的栅极驱动器电路来实现免受外部事件的影响。
因此，本发明的各方面和实施例避免了在单个桥设计中对相隔离 部件的需求。在双桥设计中，本发明的各方面和实施例允许在单道复 原模式下接近50％性能的操作，而不需要使系统的尺寸过大。
在图15中总结了执行本发明实施例的方法。在步骤S10中，确 定或检测在桥220、220'之一中发生故障事件。确定是否发生内部故 障事件可以使用标准技术来实现，例如，监视每个桥中每个开关设备 的VDS，并检查其是否在预定义的阈值或容限内。如果VDS在预定义 的容限内，那么在步骤S11继续正常操作。如果VDS超出了预定义的 容限，那么在步骤S12中，通过在等待每个设备中的电流减少到低于 某个阈值电流之后向有故障的桥中的每个开关设备施加零VGS来禁用 有故障的桥(220或220')的正常操作。在步骤S14中，通过在等待 每个设备中的电流减少到低于某个阈值电流之后向每个健康的开关设 备施加负VGS来启用阻断模式。再次假设GaN FET 222a有故障，将 负VGS施加到未损坏的GaN FET 222b、224a、224b、226a、226b。 所施加的VGS的值可以是可施加的最大可能负电压(基于设备规格)。
在实施例中，所施加的VGS的值可以依赖于马达的速度。例如， 在生成的反EMF可以更大的较高马达速度下，可以施加较大的VGS。
图15A中总结了实现本发明另一个实施例的方法。在步骤S10 中，确定或检测在桥220、220'之一中发生了故障事件。确定是否发 生内部故障事件可以使用标准技术来实现，例如，监视每个桥中每个 开关设备的VDS，并检查其是否在预定义的阈值或容限内。如果VDS在预定义的容限内，那么在步骤S11继续正常操作。如果VDS超出了 预定义的容限，那么在步骤S12中，通过在等待每个设备中的电流减 少到低于某个阈值电流之后向有故障的桥中的每个开关设备施加零 VGS来禁用有故障的桥(220或220')的正常操作。在步骤S14中， 通过在等待每个设备中的电流减少到低于某个阈值电流之后打开有故 障的逆变器中的所有开关设备上的开关SW1来启用阻断模式。
健康的逆变器继续正常运行。由于有故障的逆变器中的阻尼电流 被有效地抑制，因此健康的逆变器可以递送50％的功率辅助。如果 检测到故障，那么可以进一步再次使用常规技术执行离线检查，以确 定故障的实际性质。
因此，在双桥EPS控制系统中的开关设备出现故障的情况下， 建立电路和过程，用于有效地禁用有故障的逆变器，以避免在其中循 环的阻尼电流，同时功率由另一个“健康的”逆变器桥单独提供。这 确保了健康的逆变器的功率输出不受有故障的逆变器的影响。
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在单独实施例的上下文中描述的特征也可以在单个实施例中组合 提供。相反，为了简洁起见而在单个实施例的上下文中描述的各种特 征也可以单独地或以任何合适的子组合来提供。申请人在此通知，在 本申请或由此衍生的任何进一步申请的审查期间，新的权利要求可以 针对这些特征和/或这些特征的组合被制定。
为了完整性，还要指出的是，术语“包括”不排除其它元件或步 骤，术语“一个”不排除多个，单个处理器或其它单元可以履行权利 要求中阐述载的若干装置的功能，并且权利要求中的任何标号不应当 被解释为限制权利要求的范围。