一种开关电容型混合准Z源变换器的制作方法

本实用新型涉及电力电子变换器技术领域，具体涉及一种开关电容型混合准Z源变换器。

背景技术：

随着煤炭、石油等化石能源的大量消耗和环境污染的日益加剧，开发和利用新型的太阳能光伏、燃料电池等可再生清洁能源变得越来越重要。在这其中，高增益的DC/DC变换器由于能够大幅提升相应的直流电压等级，因而被广泛应用于新能源发电系统当中。但是，在其他一些工业应用场合，例如高压气体放电灯、X射线光片机直流电源等，高增益DC/DC变换器同样也具有重要的应用价值。但许多升压DC/DC变换器由于受到占空比、发热和损耗的限制，无法实现大幅度的升压，如Boost变换器，其电压增益为1/(1-D)，D为占空比，由于寄生参数的影响，其输出电压增益受到了限制；又如近几年提出的Z源升压 DC-DC变换器，其电压增益为1/(1-2D)，较Boost变换器有了一定的提高，但是其电压增益仍有很大的提升空间，此外它还存在输入输出不共地、开关电压应力高等问题。

技术实现要素：

本实用新型的目的在于克服上述现有技术的不足，提出一种开关电容型混合准Z源变换器。

本实用新型电路中具体包括输入直流电压源、混合准Z源网络、开关电容网络、第二MOS管、第三二极管、第五电容和负载电阻；所述混合准Z源网络由第一电感、第二电感、第一电容、第二电容、第一二极管、第二二极管和第一MOS管构成；所述开关电容网络由第三电容、第四二极管、第四电容和第五二极管构成。

本实用新型电路的具体连接方式为：所述输入直流电压源的一端分别与第一电感的一端和第二电容的负极连接；所述第一电感的另一端分别与第一电容的负极和第一二极管的阳极连接；所述第一二极管的阴极分别与第一MOS管的源极和第二电感的一端连接；所述第二电感的另一端分别与第二二极管的阳极、第一电容的正极、第二MOS管的漏极、第三二极管的阳极和第三电容的负极连接；所述第一MOS管的漏极分别与第二二极管的阴极和第二电容的正极连接；所述第三二极管的阴极分别与第四二极管的阳极、第四电容的负极和第五电容的正极连接；所述第四二极管的阴极分别与第三电容的正极和第五二极管的阳极连接；所述第五二极管的阴极分别与第四电容的正极和负载电阻的一端连接；所述负载电阻的另一端分别与第五电容的负极、第二MOS管的源极和输入直流电源的负极连接。

该变换器稳态输出时的电压增益G为：

其中V_o表示变换器负载侧的输出电压，V_i为输入直流电压源的输入电压，D为占空比。

与现有技术相比本实用新型具有如下优点：整个电路结构简单，控制方便，且相比于传统的准Z源变换器(其输出电压增益为G＝1/(1-2D))和基于二极管二级拓展的准Z源升压变换器(其对应的输出电压增益为G＝1/(1-2D)/(1-D)²)，在相同的输入电压和占空比的情况下，具有更高的输出电压增益为 G＝2(1-D)/(1-3D+D²)，且输入与输出之间共地，开关应力较低，不存在电路启动冲击电流等，因此本实用新型电路具有很广泛的应用前景。

附图说明

图1是本实用新型实例中所述的一种开关电容型混合准Z源变换器的电路图。

图2a、图2b是图1所示电路分别在第一MOS管和第二MOS管同时导通、第一MOS管和第二MOS管同时关断时，在一个开关周期内的主要工作模态图。

图3a是本实用新型实例中所述变换器与传统准Z源变换器和基于二极管二级拓展的准Z源变换器的输出电压增益对比曲线图。

图3b是以V_i＝15V，占空比D＝0.25为例给出的本实用新型实例中电路的相关变量的仿真结果图。

具体实施方式

以下结合实施例及附图对本实用新型作进一步详细的描述说明，但本实用新型的实施方式不限于此。需指出的是，以下若有未特别详细说明之过程或参数，均是本领域技术人员可参照现有技术理解或实现的。

本实施例的基本拓扑结构如图1所示。为了验证方便，电路结构中的器件均视为理想器件。一种开关电容型混合准Z源变换器，其包括输入直流电压源V_i、混合准Z源网络、开关电容网络、第二MOS管S₂、第三二极管D₃、第五电容C₅和负载电阻R_L；所述混合准Z源网络由第一电感L₁、第二电感 L₂、第一电容C₁、第二电容C₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂和第一MOS 管S₁构成；所述开关电容网络由第三电容C₃、第四二极管D₄、第四电容C₄和第五二极管D₅构成；

本实施例中设定第一MOS管S₁和第二MOS管S₂的驱动信号为V_GS1和 V_GS2、第一电感L₁电流为i_L1、第二电感L₂电流为i_L2、第一电容C₁电压为V_C1、第二电容C₂电压为V_C2、第三电容C₃电压为V_C3、第四电容C₄电压为V_C4、第五电容C₅的电压为V_C5。并设定占空比为D，设定开关周期为T_s。

如图2a和图2b所示，图中实线表示变换器中有电流流过的部分，虚线表示变换器中没有电流流过的部分。一种开关电容型混合准Z源变换器在一个开关周期(0,T_s)内，主要有两个不同阶段的工作模态，分别描述如下：

工作模态1(0<t<DT_s)：如图2a所示，第一MOS管S₁和第二MOS管S₂同时导通，第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃和第五二极管D₅反向截止，第四二极管D₄正向导通。则此时输入直流电压源V_i和第一电容 C₁通过第二MOS管S₂一起给第一电感L₁充电，输入直流电压源V_i和第二电容C₂通过第一MOS管S₁和第二MOS管S₂一起给第二电感L₂充电，第五电容C₅通过第四二极管D₄和第二MOS管S₂给第三电容C₃充电，同时第五电容C₅和第四电容C₄串联一起向负载电阻R_L供电。

此工作模态下，相关电气参数关系式为：

V_{L1_on}＝V_i+V_C1 (1)

V_{L2_on}＝V_i+V_C2，V_C5＝V_C3 (2)

V_o＝V_C4+V_C5 (3)

其中，V_L1-on、V_L2-on分别表示第一MOS管S₁和第二MOS管S₂同时导通期间第一电感L₁、第二电感L₂两端的电压，V_o表示变换器负载侧的输出电压。

工作模态2(DT_s<t<T_s)：如图2b所示，第一MOS管S₁和第二MOS管S₂同时关断，则第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃和第五二极管 D₅导通，第四二极管D₄关断。则此时第二电感L₂给第一电容C₁充电，第一电感L₁和第二电感L₂串联一起向第二电容C₂充电，输入直流电压源V_i与第一电感L₁和第二电感L₂串联一起向第五电容C₅充电，第三电容C₃给第四电容C₄充电。同时，输入直流电压源V_i与第一电感L₁、第二电感L₂和第三电容C₃串联一起向负载电阻R_L供电。

此工作模态下，相关电气参数关系式为：

V_{L1_off}+V_{L2_off}＝-V_C2 (4)

V_{L2_off}＝-V_C1 (5)

V_C5＝V_i-V_{L1_off}-V_{L2_off} (6)

V_C3＝V_C4 (7)

V_o＝V_C3-V_{L1_off}-V_{L2_off}+V_i (8)

其中，V_L1-off、V_L2-off分别表示第一MOS管S₁和第二MOS管S₂同时关断时第一电感L₁、第二电感L₂两端的电压。

根据以上分析，对第一电感L₁、第二电感L₂分别运用伏秒平衡原理，即电感电压在一个开关周期内的平均值为零，联立式(1)、(2)、(4)、(5)可得

D(V_i+V_C1)+(1-D)(V_C1-V_C2)＝0 (9)

D(V_i+V_C2)+(1-D)(-V_C1)＝0 (10)

则联立式(6)、(7)、(8)、(9)和(10)可求得稳态时电容电压和输出电压的表达式分别为：

则本实用新型实例所述的一种开关电容型混合准Z源变换器稳态输出时的电压增益G为：

如图3a所示为本实用新型实例电路的输出电压增益曲线与传统准Z源变换器和基于二极管二级拓展的准Z源变换器的电压增益曲线比较图。由图可知，本实用新型实例电路在占空比D不超过0.38的情况下，输出电压增益G就可以达到很大，明显高于其他两种变换器的电压增益，且本实用新型实例电路的占空比D不会超过0.38。

图3b是以V_i＝15V，占空比D＝0.25为例给出的本实用新型实例中电路的相关变量的仿真结果图。D＝0.25时，对应的输出电压增益G＝4.8，第一电容电压V_C1＝12V，第二电容电压V_C2＝21V，第三、第四、第五电容电压(V_C3、V_C4、 V_C5)＝36V，输出电压V_o＝72V。此外，图3b中还给出了第一、第二电感电流(i_L1、i_L2)的波形以及第一MOS管S₁和第二MOS管S₂的驱动信号(V_GS1、 V_GS2)的波形。

综上所述，本实用新型实例提出的一种开关电容型混合准Z源变换器，整个电路结构简单，控制方便，相比于传统的准Z源变换器和基于二极管二级拓展的准Z源变换器，在相同的输入电压和占空比的情况下，具有更高的输出电压增益，且输入与输出之间共地，在电路启动瞬间不存在启动冲击电流，因此本实用新型实例电路具有很广泛的应用前景。

上述实施例为本实用新型较佳的实施方式，但本实用新型的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本实用新型的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本实用新型的保护范围之内。