绝缘电源以及电力变换装置的制作方法

本案发明涉及绝缘电源以及具备该绝缘电源的DCDC变换器以及DCAC逆变器等电力变换装置。

背景技术：

在使用斩波电路的降压斩波形DCDC变换器、升压斩波形DCDC变换器、DCAC逆变器等电力变换装置中，通过开关元件的接通/断开的切换动作，将来自作为主电源的直流电源的直流电压转换成直流电压或交流电压。开关元件的接通/断开动作通过驱动电路来进行。

在使用斩波电路的电力变换装置中，通过使设置在各个的开关元件的基准电压成为不同的驱动电路驱动高电压侧(高侧)的开关元件和低电压侧(低侧)的开关元件而进行电力转换。此外，各驱动电路分别具备施加电压的电源。在各开关元件的开关动作中，作为高侧的驱动电路的栅极驱动器必须对栅极施加比高侧开关元件的源极电压高的电压，此外，必须防止基准电压不同的高侧的驱动电路和低侧的驱动电路之间的短路。因此，对高侧的驱动电路施加电压的电源为了电性绝缘高侧和低侧，设置有绝缘电源(浮动(floating)电源)。

在专利文献1示出了使用电源驱动器变压器作为高侧的绝缘电源的构成。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2006-187138(参照[0004]、图5)

技术实现要素：

发明要解决的课题

图13表示基于降压斩波电路的DCDC变换器110作为电力变换装置的一例，表示使用绝缘变压器T-H作为驱动高侧的高侧开关元件S1的高侧绝缘电源120H的构成例。

DCDC变换器110具备对直流电源100串联连接高侧开关元件S1与低侧开关元件S2的串并联连接电路和电感L而构成的降压斩波电路，以并联连接的电容器C的两端作为输出端而将输出电压Vout输出至负载R。

高侧具备高侧绝缘电源120H以及根据高侧绝缘电源120H的输出电压输出栅极信号的栅极驱动器130H。高侧绝缘电源120H具备高侧逆变器INV-H、绝缘变压器T-H、高侧整流器RFCT-H、平滑电容器Cs-Hout，转换直流电压Vdrv-H1而输出与接地绝缘的直流电压Vdrv-H2。栅极驱动器130H具备以栅极信号GateH驱动的高侧光开关PC-H以及高侧栅极驱动器DVR-H。高侧栅极驱动器DVR-H根据高侧光开关PC-H的输出信号，以高侧绝缘电源120H的输出电压Vdrv-H2作为驱动电压，经由驱动电阻Rg-H而输出至高侧开关元件S1的栅极。

另一方面，低侧具备低侧绝缘电源120L以及根据低侧绝缘电源120L的输出而输出栅极信号的栅极驱动器130L。低侧绝缘电源120L具备低侧逆变器INV-L、低侧绝缘变压器T-L、低侧整流器RFCT-L、平滑电容器Cs-Lout，转换直流电压Vdrv-L1而输出与接地绝缘的直流电压Vdrv-L2。栅极驱动器130L具备以栅极信号GateL驱动的低侧光开关PC-L和低侧栅极驱动器DRV-L。低侧栅极驱动器DVR-L根据低侧光开关PC-L的输出信号，以低侧绝缘电源120L的直流电压Vdrv-L2作为驱动电压，经由驱动电阻Rg-L而输出至低侧开关元件S2的栅极。

为了使电力变换装置的应答高速化，以例如数百kHz的高频驱动高侧开关元件S1、低侧开关元件S2。通过该高频化，在开关元件产生高频的位移电压Vs1-s。

该高频的位移电压Vs1-s作为高侧开关元件的源极侧对地电压的位移电压而施加于高侧绝缘电源120H的绝缘变压器T-H。在绝缘变压器T-H的寄生电容Ct-H中因高频的位移电压Vs1-s而流过漏电流。

图14的(a)、(b)表示高侧绝缘电源120H的绝缘变压器T-H中的施加电压以及高频的位移电压Vs1-s所导致的漏电流。在高侧，施加至绝缘变压器T-H的高频的位移电压Vs1-s以低侧的电压VN作为基准电压被计算振幅为Vin的位移电压(图14的(a))，因此在绝缘变压器T-H的寄生电容Ct-H流入伴随高频的位移电压Vs1-s的变化的作为漏电流的微量电流(图14的(b))。

另外，图14的(c)、(d)表示低侧绝缘电源120L的低侧绝缘变压器T-L中的施加电压VN以及该施加电压VN导致的漏电流。在低侧，被施加至低侧绝缘变压器T-L的高频的位移电压不存在，低侧的电压VN原样地被加算(图14的(c))。因此，当基准电压VP以及VN设为对基于多相电源的Y字接线的中性点接地的电压进行全波整流而所取得的高电压以及低电压时，因在低侧绝缘变压器T-L的寄生电容Ct-L不施加高频的位移变压，因此几乎不流入漏电流(图14的(d))。被施加至低侧绝缘变压器T-L的电压的频率成分例如为输入电压中性点被接地的3相商用电源(50Hz)的情况下，基准电压VN的频率为150Hz，可以几乎忽略数～数十pF程度的寄生电容Ct-L的漏电流。

因此，高侧绝缘电源120H的绝缘变压器T-H的寄生电容Ct-H的漏电流成为使高侧的高侧开关元件S1进行误动作的主要原因。

本发明解决以往的问题点，其目的在于，抑制通过由开关元件的高频动作产生的高频的位移电压产生的流入至高侧绝缘电源的寄生电容的漏电流。

此外，以防止朝绝缘变压器T-H施加位移电压为目的。

再者，以抑制电力变换装置的高侧的开关元件的误动为目的。

用于解决课题的手段

本发明着眼于由高侧开关元件的接通/断开动作产生的高频信号而流入至高侧绝缘电源的绝缘变压器的寄生电容的漏电流是在连接高侧绝缘电源和高侧驱动电路的高电压配线和低电压配线中向同方向流动的共模电流，因此通过共模电抗器降低该共模电流。

共模电抗器可以视为负担发生在高侧的位移电压的电路构成，由此，防止朝绝缘变压器T-H施加位移电压，抑制流过绝缘变压器的寄生电容的漏电流。

本发明除了绝缘电源的方式外，包含具备该绝缘电源的电力变换装置的方式，在任意方式中，均通过在高侧，在高侧绝缘电源和高侧驱动电路之间的高电压配线以及低电压配线上设置共模电抗器来降低在两配线向同方向流动的共模电流，由此，抑制流过高侧绝缘电源的绝缘变压器的寄生电容的漏电流，并且，降低由流过绝缘变压器的寄生电容的漏电流发生的高侧的开关元件的误动作。

[绝缘电源]

本发明的绝缘电源具备：高侧绝缘电源，其经由绝缘变压器对控制高侧开关元件的开关动作的高侧驱动电路供给驱动电压；以及低侧绝缘电源，其经由绝缘变压器对控制低侧开关元件的开关动作的低侧驱动电路供给驱动电压，其中，在高侧绝缘电源与高侧驱动电路之间具备共模电抗器。该共模电抗器负担全部的由开关元件的高频动作产生的高频的位移电压。

在本发明的绝缘电源具备的各构成中，高侧绝缘电源串联连接地具备：高侧直流电源、对该高侧直流电源的直流电压进行直流-交流变换的高侧逆变器、对该高侧逆变器的交流输出进行电压变换的高侧绝缘变压器、以及将该高侧绝缘变压器的交流输出变换为直流的高侧整流器。高侧驱动电路串联连接地具备：控制上述高侧开关元件的接通/断开动作的高侧栅极驱动器、进行该高侧栅极驱动器的驱动控制的高侧光开关、以及去除输入到该高侧光开关的噪声的高侧旁通电容器。

另外，低侧绝缘电源串联连接地具备：低侧直流电源、对该低侧直流电源的直流电压进行直流-交流变换的低侧逆变器、对该低侧逆变器的交流输出进行电压变换的低侧绝缘变压器、以及将该低侧绝缘变压器的交流输出变换为直流的低侧整流器。低侧驱动电路串联连接地具备：控制低侧开关元件的接通/断开动作的低侧栅极驱动器、进行该低侧栅极驱动器的驱动控制的低侧光开关、以及去除输入到该低侧光开关的噪声的低侧旁通电容器。

共模电抗器被设置在连接高侧绝缘电源与高侧驱动电路的高侧旁通电容器之间的高电压侧配线和低电压侧配线这两配线上。

(共模电抗器的方式)

共模电抗器的一方式是相对于共同铁芯向同方向卷绕高侧绝缘电源的高电压侧配线以及低电压侧配线。共模电抗器可以通过在一个铁芯向同方向卷绕2条导线的扼流线圈(choke coil)来构成。作为两条导线的卷线构造，可以设为对铁芯分别分离卷绕2条导线的分割卷绕的构成，或是使两条导线相对于铁芯并列卷绕的双线绕组线圈的构成。

因共模电流相对于高侧绝缘电源的高电压侧配线以及低电压侧配线向同方向流动，因此产生在共模电抗器的铁芯的磁通被合成而通过互相增强的自感应作用增加电感。通过该电感的增加，相对于高频的共模电流的电阻变高，产生阻止共模电流的通过的作用。通过该共模电流的通过阻止作用，流入至绝缘变压器的寄生电容的漏电流被抑制。

共模电抗器是由与斩波电路等主电路所具备的电感独立的铁芯构成。通过不共有共模电抗器的铁芯和主电路的电感的铁芯而独立的构成，可以避开共模电抗器的铁芯因主电路的主电流而磁性饱和的情形。由此，可以使共模电抗器的铁芯小型化。

而且，共模电抗器的铁芯与主电路所具备的铁芯是独立的构成，故共模电抗器的铁芯的电感值不依存于主电路的铁芯而任意设定，可以设定成共模电抗器负担所有位移电压。

此外，通过将卷绕在共模电抗器的铁芯的卷线的线径变细，增加卷线数量，可以抑制基于电压实间积(Bm)的铁芯的磁饱和。

共模电抗器的方式包含对高侧绝缘电源的高电压侧配线以及低电压侧配线这两配线串联连接阻尼电阻的构成。构成共模电抗器的两个线圈的结合度未满1的情况下，产生漏电感。该漏电感与绝缘电源侧或驱动电路(栅极驱动器)所具备的电容器一起构成共振电路。阻尼电阻使通过构成共模电抗器的两个线圈的漏电感(leakage inductance)和电容器的共振现象所产生的共振电流衰减来抑制共振。

(偏置电源)

绝缘电源包含将共模电抗器的铁芯予以磁复位的偏置电源连接于高侧绝缘电源的低电压侧的构成。该偏置电源抑制共模电抗器的铁芯的磁饱和。

通过高侧绝缘电源进行接通/断开动作的开关元件因该接通/断开动作而产生高频的位移电压Vs1-s。该高频的位移电压Vs1-s被施加至为了降低共模电流而设置的共模电抗器。另外，在高侧绝缘电源所具备的绝缘变压器的寄生电容Ct-H仅被施加低频电压。

高侧绝缘电源的基准电位为了与低侧绝缘电源绝缘而处于浮游状态。因此，被施加至共模电抗器的高频的位移电压Vs1-s重叠于浮游状态的基准电位上，通过位移电压Vs1-s变动的共模电抗器的铁芯的磁化状态被基准电位左右。

本发明的偏置电源通过调整相对于高侧绝缘电源的基准电位的高频的位移电压Vs1-s的电位，使共模电抗器的铁芯的正方向以及负方向的电压时间积平衡而进行磁复位，抑制铁芯的磁饱和。

偏置电源的偏置电压是通过绝缘电源驱动的斩波电路等输出电路的输出电压，由此，根据输出电压的电压量调整施加于共模电抗器的高频的位移电压Vs1-s的基准电压。根据偏置电源，调整位移电压Vs1-s的基准电压，由此在共模电抗器被施加极性相反且大小相同的电压时间积，进行磁复位。

偏置电压除使用上述的输出电路的输出电压的方式外，可以设为使用与输出电路的输出电压对应的电压的其他方式。

偏置电源也可以使用输出与输出电路的输出电压相同电压的其他电源的方式来取代使用输出电路本身作为偏置电源的方式。该其他电源为根据驱动开关元件的控制信号的占空比生成与输出电路的输出电压相同电压的构成。

[电力变换装置]

具备本发明的绝缘电源的电力变换装置包含DCDC变换器的方式、DCAC逆变器的方式。而且，DCDC变换器可以设为使用降压斩波电路或升压斩波电路作为进行DCDC转换的斩波电路的构成。

(DCDC降压斩波变换器的方式)

具备降压斩波电路的DCDC变换器通过对直流电源串联连接高侧开关元件与低侧开关元件的串并联连接电路和电感而成的降压斩波电路来构成主电路，且具备对驱动高侧开关元件的高侧驱动电路、以及驱动低侧开关元件的低侧驱动电路供给直流电压的绝缘电源。

绝缘电源是驱动高侧驱动电路以及低侧驱动电路的电源，其中，高侧驱动电路以及低侧驱动电路驱动高侧开关元件以及低侧开关元件，在高侧，在高侧绝缘电源和高侧驱动电路之间具备共模电抗器。可以使用降压斩波电路的输出电压作为偏置电源的偏置电压。

(DCDC升压斩波变换器的方式)

具备升压斩波电路的DCDC变换器通过对直流电源串联连接电感和高侧开关元件与低侧开关元件的串并联连接电路而成的升压斩波电路来构成主电路，且具备对驱动高侧开关元件的高侧驱动电路以及驱动低侧开关元件的低侧驱动电路供给直流电压的绝缘电源。

绝缘电源是驱动高侧驱动电路以及低侧驱动电路的电源，其中，高侧驱动电路以及低侧驱动电路驱动高侧开关元件以及低侧开关元件，在高侧，在高侧绝缘电源和高侧驱动电路之间具备共模电抗器。可以使用升压斩波电路的输出电压作为偏置电源的偏置电压。

在DCDC降压斩波变换器的方式以及DCDC升压斩波变换器的方式中，变换器的高侧以及低侧可以针对共同的一个绝缘电源通过交织分别设为多相构成。

在该多相构成中，高侧的多相构成具备并联连接的多个高侧开关元件。这些多个高侧开关元件从高侧的共同的一个绝缘电源经由共模电抗器被施加同一电压。通过将施加于各高侧开关元件的电压设为同一电压，可以使各高侧开关元件的接通电阻均匀化，使各相的输出相等。

(DCAC逆变器的方式)

DCAC逆变器对直流电源，通过高侧开关元件和低侧开关元件的桥电路所构成的逆变器电路构成主电路，具备对驱动高侧开关元件的高侧驱动电路、低侧开关元件的低侧驱动电路供给直流电压的绝缘电源。

绝缘电源是驱动高侧驱动电路以及低侧驱动电路的电源，其中，高侧驱动电路以及低侧驱动电路驱动高侧开关元件以及低侧开关元件，在高侧，在高侧绝缘电源和高侧驱动电路之间具备共模电抗器。作为偏置电源的偏置电压，可以使用逆变器电路的主电路的输出电压的1/2。

在DCDA逆变器的方式中，桥电路在高侧以及低侧，对共同的一个绝缘电源分别具备并联连接的多个开关元件。这些多个高侧开关元件，从高侧的共同的一个绝缘电源经由共模电抗器被供给相同电压。通过将施加于各高侧开关元件的电压设为相同电压，可以使各高侧开关元件的接通电阻均匀化，抑制输出电压的变动。

进一步地，根据本发明，在主电路具备多个高侧开关元件的电力变换装置中，通过在高侧的电路中使用共模电抗器和偏置电源，可以使绝缘电源共通化。

附图说明

图1是用于说明本发明的绝缘电源以及电力变换装置的概略构成的图。

图2是用于说明电力变换装置的各部位的电压状态的图。

图3是用于说明电力变换装置的各部位的电压状态的图。

图4是用于说明偏置电源导致的高频的位移电压Vs1-s的电压调节的概略图。

图5是用于说明本发明的第1构成例的概略框图。

图6是用于说明将本发明的第1构成例的降压斩波电路设为主电路的DCDC变换器的电路例。

图7是用于说明本发明的第2构成例的概略框图。

图8是用于说明将本发明的第2构成例的降压斩波电路设为主电路的DCDC变换器的电路例。

图9是用于说明本发明的第3构成例的概略框图。

图10是用于说明将本发明的第4构成例的升压斩波电路设为主电路的DCDC变换器的电路例。

图11是用于说明本发明的第5构成例的DCDC变换器的交织构成的电路例。

图12是用于说明本发明的第6构成例的DCAC逆变器的构成的电路例。

图13是用于说明以往的电力变换装置的一例的图。

图14是用于说明绝缘电源的绝缘变压器中的施加电压以及高频的位移电压导致的漏电流的图。

具体实施方式

使用图1～图12对本发明的绝缘电源以及电力变换装置进行说明。以下，使用图1～4说明本发明的绝缘电源以及电力变换装置的概略构成、各部位的电压状态以及磁复位(magnetic reset)，使用图5～图10说明DCDC变换器的电力变换装置的构成例。另外，图5～图9、图11表示将降压斩波电路设为主电路的DCDC变换器的构成例，图10表示将升压斩波电路设为主电路的DCDC变换器的构成例。图11表示通过交织(interleave)将降压斩波电路的主电路设为多相的DCDC变换器的构成例，图12表示DCAC逆变器的电力变换装置的构成例。

(本发明的绝缘电源以及电力变换装置的概略构成)

首先，使用图1对本发明的绝缘电源以及电力变换装置的概略构成进行说明。另外，图1所示的电力变换装置表示将降压斩波电路设为主电路的DCDC变换器的构成例。

DCDC变换器10将降压斩波电路12设为主电路而对来自直流电源6的输入电压Vin进行电压变换而将输出电压Vout进行输出。降压斩波电路12具备高侧开关元件S1与低侧开关元件S2的串并联电路、以及电感(inductance)L与平滑电容器C的串并联电路，并将平滑电容器C两端的输出电压Vout供给至负载电阻R。

在高侧，作为控制高侧开关元件S1的开关动作的构成，具备高侧绝缘电源2-H和高侧驱动电路(栅极驱动器)3-H。另一方面，在低侧，作为控制低侧开关元件S2的开关动作的构成，具备低侧绝缘电源2-L和低侧驱动电路(栅极驱动器)3-L。高侧绝缘电源2-H的基准电压和低侧绝缘电源2-L的基准电压不同，互相成为绝缘状态。

在低侧，低侧驱动电路(栅极驱动器)3-L从低侧绝缘电源2-L接受驱动电压Vdrv-L2的供给，根据栅极信号Gate2，对低侧开关元件S2的栅极端子施加驱动电压Vdrv-L2来驱动低侧开关元件S2。

另一方面，在高侧，高侧驱动电路(栅极驱动器)3-H从高侧绝缘电源2-H接受驱动电压Vdrv-H2的供给，根据栅极信号Gate1，对高侧开关元件S1的栅极端子施加驱动电压Vdrv-H2来驱动高侧开关元件S1。在高侧，在高侧绝缘电源2-H和高侧驱动电路(栅极驱动器)3-H之间具备共模电抗器(common mode reactor)4。

当使高侧开关元件S1以高频进行接通/断开动作时，发生高频的位移电压Vs1-s。该高频的位移电压Vs1-s在高侧绝缘电源2-H所具备的绝缘变压器(isolated transformer)T-H(在图1中未图示)，作为高侧开关元件S1的源极侧对地电压的位移电压，与电压VN重叠地被施加。通过该高频的位移电压Vs1-s，在绝缘变压器T-H的寄生电容CT-H流过微少的漏电流。该绝缘变压器T-H的寄生电容Ct-H的漏电流成为使高侧开关元件S1进行误动作的主要原因。

高侧所具备的共模电抗器4负担通过使高侧开关元件S1以高频进行接通/断开动作而发生的高频的位移电压Vs1-s，由此通过防止高侧绝缘电源2-H的绝缘变压器T-H的寄生电容Ct-H被施加位移电压Vs1-s来降低漏电流，抑制高侧开关元件S1的误动作。

通过在高侧开关元件的接通/断开动作中产生的高频的位移电压流入至高侧绝缘电源的绝缘变压器的寄生电容的漏电流，是在连接高侧绝缘电源与高侧驱动电路的高电压配线和低电压配线上向同方向流动的共模电流。共模电抗器4降低共模电流。

共模电抗器4包含多个方式。图1的(b)、(c)、(d)表示共模电抗器的构成例。

(共模电抗器)

共模电抗器由共同铁芯(common core)和相对于共同铁芯向同方向卷绕的两个线圈构成。图1的(b)、(c)、(d)所示的共模电抗器4A、4B、4C通过相对于共同铁芯(未图示)向同方向卷绕高侧绝缘电源的高电压侧配线以及低电压侧配线而构成。作为两条导线的线圈构造，例如可以设为相对于铁芯分别分离卷绕2条导线的分割卷绕的构成，或是相对于铁芯使两条导线并列卷绕的双线卷绕(parafila winding)的构成。

由于共模电流相对于高侧绝缘电源的高电压侧配线以及低电压侧配线向同方向流动，由此在铁芯产生的磁通被合成而通过互相增强的自感应作用增加电感。因该电感的增加，针对高频的共模电流的电气电阻变高，产生阻止共模电流的通过的作用。通过阻止该共模电流的通过的作用和共模电抗器导致的位移电压Vs1-s的负担，防止绝缘变压器的寄生电容被施加位移电压，抑制流入到绝缘变压器的寄生电容的漏电流。

共模电抗器4A、4B、4C由与斩波电路等的主电路所具备的电感L独立的铁芯构成。通过设成不共有共模电抗器4A、4B、4C的铁芯(未图标)和斩波电路的主电路的电感L的铁芯(未图示)而独立构成，可以避免斩波电路的主电路的主电流导致的共模电抗器4A、4B、4C的铁芯的磁饱和。由此，可以使共模电抗器4A、4B、4C的铁芯小型化。

此外，通过将共模电抗器的铁芯和斩波电路的主电路的电感L的铁芯设为独立的构成，可以分别分开决定各铁芯的电感，通过使卷绕在共模电抗器4A、4B的铁芯的线圈的线径变细、增加线圈数，可以任意设定电感。此外，由于还可以任意设定电压时间积(Bm)，因此还可以抑制铁芯的磁饱和。

共模电抗器4A在共同铁芯(未图示)向相同方向卷绕一次线圈4a、4b而构成。共模电抗器4B除了与共模电抗器4A同样地卷绕在共同铁芯的一次线圈4a、4b之外，还具备以电阻4d短路的二次线圈4c。二次线圈4c感应一次线圈4a、4b的共模电流，而被电阻4d消耗。

共模电抗器4C除了与共模电抗器4A同样地卷绕在共同铁芯的一次线圈4a、4b之外，还通过电阻4e、4f使各一次线圈4a、4b短路。电阻4e、4f消耗一次线圈4a、4b的共模电流而使其降低。

另一方面，施加于低侧绝缘电源2-L的低侧绝缘变压器T-L(在图1中未图示)的高频的位移电压仅被施加低侧的电压VN。当将电压VP以及VN设为使基于多相电源的Y字接线的中性点接地而取得的高电压以及低电压时，向低侧绝缘变压器T-L的寄生电容Ct-L仅施加低频的VN，因此仅有一些漏电流。施加至低侧绝缘变压器T-L的电压的频率成分例如为输入电压中性点接地的3相商用电源(50Hz)的情况下，基准电压VN的频率为150Hz，可以几乎忽略数～数十pF程度的寄生电容Ct-L的漏电流。

(偏置电源)

低侧绝缘电源2-L具有电压VN作为基准电压，而高侧的高侧绝缘电源2-H处于与低侧绝缘电源2-L绝缘的浮游状态。根据高侧开关元件S1的源极端的电压来决定高侧绝缘电源2-H的基准电压。

在本发明的电力变换装置1的DCDC变换器10中，高侧绝缘电源2-H具备连接于低电压侧的偏置电源5。偏置电源5调整施加于共模电抗器的高频的位移电压Vs1-s的偏置电压。通过该偏置电源5的偏置电压的调整，将共模电抗器的铁芯磁复位，抑制铁芯的磁饱和。对于偏置电源导致的铁芯的磁复位，在后述的项中进行说明。

(电力变换装置中各部位的电压状态)

接着，使用图2、图3说明电力变换装置的各部位的电压状态。

图2表示作为直流电源使用具备中性点接地的3相商用电源(50Hz)、和整流3相商用电源的交流电压而输出直流电压的整流器以及平滑电路，且将通过直流电源取得的直流电压设为电力变换装置的输入电压Vin的情况。图2的(a)表示直流电源的正电压端的电压VP、负电压端的电压VN以及输出端的电压(VN+Vout)的各电压的变动，作为电力变换装置的各部位的电压，图2的(b)表示高频的位移电压Vs1-s的变动。图2的(c)表示图2的(b)中任意的一时间点的各电压VP、VN+Vout、VN以及Vs1-s的电压状态。

直流电源的输出端的电压内、负电压端的电压VN成为电力变换装置的低侧的基准电压，正电压端的电压VP成为基准电压VN加算输入电压Vin而得的电压(VN+Vin)。

电力变换装置的输出端的电压为基准电压VN加算输出电压Vout而得的(VN+Vout)，在电力变换装置的主电路由降压斩波电路构成的情况下，具有VP(＝VN+Vin)>(VN+Vout)的关系。

对于3相商用电源的交流电压进行整流而输出直流电压的直流电源的输出电压，在各商用电源的频率为50Hz的情况下，成为150Hz的频率，电压VN以及电压VP的频率成为150Hz。另外，在S相接地的情况下，电压VN以及电压VP的频率成为50Hz。

在对高侧开关元件S1以及低侧开关元件S2进行高频驱动之时发生的高频的位移电压Vs1-s具有与输入电压Vin相同的振幅值，用以基准电压VN为基础加算而得的电压状态来表示。

图3表示以负电压端的电压VN作为基准电压的正电压端的电压VP(＝VN+Vin)、输出端的输出电压(VN+Vout)以及驱动高侧开关元件S1的栅极的栅极驱动器信号的电压(Vdrv-H+Vs1-s)的各电压状态。因该栅极驱动器信号的电压需要是比高侧开关元件S1的输出侧(源极侧)的电压高的电压，因此将高侧绝缘电源2-H的基准电压设定成Vs1-s，将该基准电压Vs1-s加上电压Vdrv-H而得的电压(Vdrv-H+Vs1-s)视为峰值电压的电压(Vdrv-H+VN+Vin)设为栅极驱动器信号Vgate-H。另外，图3所示的电压的振幅在说明上示意性地表示，并非表示实际的电压的振幅。

(磁复位)

在共模电抗器的各方式中，偏置电源5对共模电抗器的铁芯进行磁复位，抑制共模电抗器的铁芯的磁饱和。

通过高侧绝缘电源2-H进行接通/断开动作的高侧开关元件S1根据该接通/断开动作而产生高频的位移电压Vs1-s。该高频的位移电压Vs1-s被施加于共模电抗器。另一方面，高侧绝缘电源2-H所具备的绝缘变压器的寄生电容Ct-H仅被施加低频电压。

高侧绝缘电源2-H的基准电位为了与低侧绝缘电源2-L绝缘，而处于浮游状态。因此，施加至共模电抗器的高频的位移电压Vs1-s与浮游状态的基准电位重叠，根据位移电压Vs1-s变动的共模电抗器的铁芯的磁化状态被基准电位左右。

偏置电源5通过调整相对于高侧绝缘电源2-H的基准电位的高频的位移电压Vs1-s的电位，使共模电抗器的铁芯的正方向以及负方向的电压时间积平衡而进行磁复位，抑制铁芯的磁饱和。

偏置电源5的偏置电压为由绝缘电源驱动的斩波电路等输出电路的输出电压，由此，根据输出电压调整施加于共模电抗器的高频的位移电压Vs1-s的基准的电位。根据偏置电源调整位移电压Vs1-s的基准的电位，由此共模电抗器被施加极性相反且大小相同的电压时间积。

图4是用于说明基于偏置电源5的高频的位移电压Vs1-s的电位调节的概略图。另外，图4所示的电压振幅以及各部位的电压在说明上是示意性表示，并非表示实际的电压振幅以及电压状态。

图4的(a)表示施加至共模电抗器的高频的位移电压Vs1-s的电位状态。在图4的(a)所示的电位状态中，作为例子将偏置电压设为输入电压Vin的1/2，位移电压Vs1-s的变动相对于共模电抗器被施加较多正方向的电压时间积，因此不进行铁芯的磁复位。

图4的(b)表示通过偏置电源且根据基准电压VN对施加于共模电抗器的高频的位移电压Vs1-s进行电位变更的状态。根据该电位变更，共模电抗器的基准的电位成为(VN+Vout)。在图4的(b)中，用粗虚线表示(VN+Vout)。

由此，在共模电抗器的铁芯，对于基准的电位(VN+Vout)在正方向和负方向的双方向施加相同的面积的电压时间积的位移电压Vs1-s。

在电力变换装置的主电路为降压斩波电路的情况下，降压斩波电路的输出电压Vout用Vout＝Vin×Duty来表示。另外，Duty是高侧开关元件S1的占空比，表示相对于一个周期将高侧开关元件S1设为接通状态的时间比。

用该Duty控制高侧开关元件S1的驱动的情况下，在高侧开关元件S1为接通状态的期间，仅在Duty的期间共模电抗器被施加(Vin-Vout)的电压，在高侧开关元件S1为接通状态的期间，以逆向且仅在(1-Duty)的期间共模电抗器被施加Vout的电压的极性。

当用电压时间积Bm来表示该电压施加的状态时，高侧开关元件S1接通状态的期间成为

Bm-on＝(Vin-Vout)×Duty

＝(Vin-Vin×Duty)×Duty

＝Vin×(1-Duty)×Duty…(1)

另一方面，高侧开关元件S1为断开状态的期间成为

Bm-off＝(-Vout×(1-Duty))

＝-Vin×(1-Duty)×Duty…(2)

位移电压Vs1-s全部被施加于共模电抗器，高侧绝缘电源2-H的绝缘变压器T-H的寄生电容Ct-H仅被施加(VN+Vout)的低频电压。

对于施加于共模电抗器的位移电压Vsl-s，如上述式(1)、(2)所示那样，在高侧开关元件S1为接通状态下向铁芯施加的电压时间积Bm-on和高侧开关元件S1断开状态下向铁芯施加的电压时间积Bm-off的极性相反且大小相同，因此共模电抗器的铁芯被磁复位。

另一方面，针对由施加于绝缘变压器T-H的寄生电容Ct-H的(VN+Vout)的低频的电压导致的漏电流，寄生电容Ct-H例如为数～数十pF程度的小电容，因此几乎可以忽略。

(高侧绝缘电源的共振现象的抑制)

接着，针对抑制在高侧绝缘电源产生的共振现象的构成进行说明。在构成共模电抗器4A、4B的两个线圈4a、4b的结合度未满1的情况下，产生漏电感Ls(在图1未图示)。该漏电感Ls与高侧绝缘电源2-H以及驱动电路(栅极驱动器)3-H所具备的电容器一起构成共振电路。

作为构成共振电路的电容器，有连接于共模电抗器4A、4B的高侧绝缘电源2-H所具备的平滑电容器、驱动电路(栅极驱动器)3-H所具备的旁通电容器(bypass capacitor)。旁通电容器起到使交流成分旁通而阻止噪声部分侵入至驱动电路(栅极驱动器)3-H的过滤的作用。

另外，在这些电容器中，通常作为设置在高侧绝缘电源的整流后的平滑电容器，使用电场电容器等电容大的电容器，因此作为构成共振电路的电容器可以进行忽略。另外，在驱动电路(栅极驱动器)中，为了绝缘而使用光耦合器的情况下所设置的旁通电容器使用陶瓷电容器等电容的小的电容器，因此作为构成共振电路的电容器不能忽视。

共模电抗器4A、4B可以设成在高侧绝缘电源2-H的高电压侧配线以及低电压侧配线的两配线串联连接阻尼电阻(damping resistance)7(在图1中未图示)的构成。阻尼电阻7通过使由构成共模电抗器4A、4B的两个线圈4a、4b的漏电感Ls与电容器的共振现象产生的共振电流衰减来抑制共振。

在漏电感Ls、电容器C以及阻尼电阻Rdamp的串联电路中，Q值以及衰减比ζ分别用以下的式(3)、(4)来表示。

Q＝(1/Rdamp)×(Ls/C)^1/2…(3)

ζ＝1/2Q＝(R damp/2)×(C/Ls)^1/2…(4)

在此，阻尼电阻Rdamp例如可以通过求出衰减比ζ超过预先确定的预定值那样值来选定。

在此，设为平滑电容器无助于共振，作为构成共振电路的电容器仅设为使驱动电路(栅极驱动器)的光耦合器旁通的旁通电容器Cs-in的情况下，衰减比ζ用以下的式(5)来表示。

ζ＝1/2Q＝(R damp/2)×(Cs-in/Ls)^1/2…(5)

在决定ζk作为衰减值ζ的预定值的情况下，可以用以下的式(6)来表示阻尼电阻Rdamp。

R damp＞2ζk×(Ls/Cs-in)^1/2…(6)

以下，针对本发明的绝缘电源以及电力变换装置的构成例(第1构成例～第6构成例)，使用图5～图12来进行说明。图5～图9所示的第1～第3构成例是偏置电源的方式例，示出了以降压斩波电路为主电路的DCDC变换器的例予。图10所示的第4构成例是以升压斩波电路为主电路的DCDC变换器的例，图11所示的第5构成例是将DCDC变换器设为交织构成的例，图12所示的第6构成例是DCAC逆变器的构成例。

(第1构成例)

第1构成例中，通过第1方式的偏置电源5A来进行针对高侧绝缘电源的电压的施加。图5表示概要模块，图6表示一构成例。

第1构成例的DCDC变换器10A具备第1方式的偏置电源5A作为图1中表示的构成的偏置电源。偏置电源5A是将降压斩波电路12的高输出端连接于高侧绝缘电源2-H的低电压侧的构成，通过该构成，对高侧绝缘电源2-H的低电压侧施加降压斩波电路12的高电压侧的输出端的电压(VN+Vout)，由此设定高侧绝缘电源2-H的基准电位。

另外，降压斩波电路12的高电压侧的输出端的电压(VN+Vout)是降压斩波电路12的负电压端的电压VN重叠于施加了负载电阻R的输出电压Vout而得的电压。

图6表示图5所示的概要模块的一电路构成。

直流电源6由中性点接地的3相电源、将3相交流变换为直流的3相整流器、由线圈Lin和电容器Cin的串并联电路所构成的平滑电路构成。3相电源例如可以使用50Hz的3相商用电源。在使用50Hz的3相商用电源的情况下，由直流电源6得到的基准电压VN的频率成为150Hz。

高侧绝缘电源2-H将高侧直流电源、将该高侧直流电源的直流电压Vdrv-H1进行直流-交流变换的高侧逆变器INV-H、对该高侧逆变器INV-H的交流输出进行电压变换的高侧绝缘变压器T-H、将该高侧绝缘变压器T-H的交流输出变换成直流的高侧整流器RECT-H串联连接，还并联连接平滑电容器Cs-Hout而构成。

高侧驱动电路3-H串联连接地具备控制高侧开关元件S1的接通/断开动作的高侧栅极驱动器DRV-H、进行该高侧栅极驱动器DRV-H的驱动控制的高侧光开关(photo switch)PC-H、除去输入到该高侧光开关PC-H的噪声的高侧旁通电容器Cs-Hin。高侧栅极驱动器DRV-H的输出经由电阻Rg-H被输入至高侧开关元件S1的栅极。

低侧绝缘电源2-L将低侧直流电源、将该低侧直流电源的直流电压Vdrv-L1进行直流-交流变换的低侧逆变器INV-L、对该低侧逆变器INV-L的交流输出进行电压变换的低侧绝缘变压器T-L、将该低侧绝缘变压器T-L的交流输出变换成直流的低侧整流器RECT-L串联连接，并且并联连接平滑电容器Cs-Lout而构成。

低侧驱动电路3-L串联链接地具备：控制低侧开关元件S2的接通/断开动作的低侧栅极驱动器DRV-L、进行该低侧栅极驱动器DRV-L的驱动控制的低侧光开关PC-L、除去输入至该低侧光开关PC-L的噪声的低侧旁通电容器Cs-Lin。低侧栅极驱动器DRV-L的输出经由电阻Rg-L被输入至低侧开关元件S2的栅极。

在高侧绝缘电源2-H和高侧驱动电路3-H之间的配线上设置共模电抗器4A。共模电抗器4A由连接于高电压侧配线以及低电压侧配线这两配线的线圈Lcom构成，其中，高电压侧配线以及低电压侧配线连接高侧绝缘电源2-H侧的平滑电容器Cs-Hout与高侧驱动电路3-H侧的高侧旁通电容器Cs-Hin之间。

另外，图6中的电感Ls表示共模电抗器4A的漏电感，Rdamp是抑制通过漏电感Ls产生的共振的阻尼电阻。

(第2构成例)

第2构成例通过第2方式的偏置电源进行针对高侧绝缘电源的电压施加。图7表示概要模块，图8表示一构成例。

第2构成例的DCDC变换器10B具备第2方式的偏置电源5B作为图1中表示的构成的偏置电源。偏置电源5B是通过其他电源进行对高侧绝缘电源2-H的低电压的施加的构成，其他电源的电压源Vc被设定成与降压斩波电路的负电压端的电压VN加算输出电压Vout而得的电压(VN+Vout)相同的电压。通过该构成，设定与降压斩波电路12的高输出端的电压(VN+Vout)相同的电压作为高侧绝缘电源2-H的低电压侧的电位。

图8表示图7所示的概要模块的一电路构成。图8所示的电路构成除将图6所示的电路构成的偏置电源5A变更成偏置电源5B以外，其他构成相同。以下，省略与图6所示的第1构成例共同的部分的说明，仅说明偏置电源5B。

偏置电源5B在高侧绝缘电源2-H的低电压侧连接电压源Vc而构成。电压源Vc被设定成与主电路的输出电压Vout相同的电压。由此，在高侧绝缘电源2-H的低电压侧，设定(VN+Vout)的电压。将作为主电路的降压斩波电路12的输入电压设为Vin，将高侧开关元件S1的占空比设为Duty时，电压源Vc的电压被设定成(Vin×Duty)。因此，偏置电源5B的电压源Vc的电压的设定可以根据已知的输入电压Vin以及Duty来进行。

(第3构成例)

第3构成例通过第3方式的偏置电源进行针对高侧绝缘电源的电压施加。图9表示概要框图。

第3构成例的DCDC变换器10C具备第3方式的偏置电源5C作为图1中表示的构成的偏置电源。偏置电源5C与第2方式的偏置电源5B相同，通过其他电源进行高侧绝缘电源2-H的低电压侧的电位的设定，其他电源的电压源Vc根据栅极信号Gate1以及Gate2生成与输出电压Vout相同的电压。通过该构成，设定降压斩波电路12的高输出端的电压(VN+Vout)作为高侧绝缘电源2-H的低电压侧的电位。

偏置电源5C在降压斩波电路的主电路的低电压侧和高侧绝缘电源2-H的低电压侧之间连接偏置电源5C而构成。偏置电源5C具备偏置电源电路5C1和控制部5C2。控制部5C2输入控制高侧驱动电路3-H的接通/断开的栅极信号Gate1、控制低侧驱动电路3-L的接通/断开的栅极信号Gate2、以及输入电压Vin，从栅极信号Gate1和栅极信号Gate2算出占空比Duty，根据所取得的Duty和输入电压Vin，通过(Vin×Duty)的运算，生成与输出电压Vout相同的电压。由此，偏置电源5C可以构成输出与主电路的输出电压Vout相同的电压的电压源Vc，在高侧绝缘电源2-H的低电压侧的电位设定(VN+Vout)的电压。

根据偏置电源5C的构成，可以在高侧绝缘电源2-H设定栅极信号Gate1、Gate2、以及与输入电压Vin的变动同步的电压。

(第4构成例)

第4构成例是使用升压斩波电路来取代降压斩波电路作为电力变换装置的主电路而构成DCDC变换器的例。图10的(a)表示概要框图，图10的(b)表示各部位的电压关系。

第4构成例的DCDC变换器10D具备升压斩波电路13作为电力变换装置的主电路。DCDC变换器10D以升压斩波电路13为主电路而对来自直流电源6的输入电压Vin进行变换并输出升压后的电压Vout。升压斩波电路13在构成串并联电路的电感L与平滑电容器C之间具备高侧开关元件S1和低侧开关元件S2的串并联电路，对负载电阻R供给输出电压Vout。

在第4构成例中，由高侧绝缘电源2-H、高侧驱动电路3-H、以及共模电抗器4构成的高侧的构成、以及由低侧绝缘电源2-L以及低侧驱动电路3-L构成的低侧的构成与具备降压斩波电路的第1构成例～第3构成例相同，因此省略针对这些构成的说明。

第4构成例的DCDC变换器10D具备第4方式的偏置电源5D。偏置电源5D是将作为升压斩波电路13的低电压侧的输入端连接于高侧绝缘电源2-H的低电压侧的构成。通过该构成，设定升压斩波电路13的低输入端的电压(VN+Vin)作为高侧绝缘电源2-H的低电压侧的电位。

图10的(b)表示以主电路的负电压端的电压VN为基准电压，主电路的输入端的正电压VP(＝VN+Vin)、主电路的输出端的输出电压(VN+Vout)、以及驱动高侧开关元件S1的栅极的栅极驱动器信号的电压(Vdrv-H+VN+Vout)的各电压状态。

该栅极驱动器信号的电压需要是比高侧开关元件S1的输出侧(源极侧)的电压高的电压，因此将高侧绝缘电源2-H的基准电压设定成Vs1-s，将该基准电压Vs1-s加算电压Vdrv-H而得的电压(Vdrv-H+Vs1-s)视为峰值电压的电压(Vdrv-H+VN+Vout)设为栅极驱动器信号Vgate-H。另外，图10的(b)所示的电压的振幅在说明上示意性地表示，并非表示实际的电压的振幅。

(第5构成例)

第5构成例是通过交织将电力变换装置的主电路设为多相构成的例子。另外，在此，作为主电路而使用降压斩波电路，表示设为构成2相的交织的构成的DCDC变换器的例子。图11表示第5构成例的电路例。

第5构成例的DCDC变换器10E通过电力变换装置的交织在2相构成主电路。

在该多相构成中，在各相的高侧设置与交织的相数量相同的数量的共模电抗器。高侧绝缘电源2-H以及低侧绝缘电源2-L可以在各相设为共同的1个绝缘电源。

图11所示的构成例中，在高侧，针对1个高侧绝缘电源2-H具备2个共模电抗器4A-A以及4A-B、以及2个高侧驱动电路3-HA以及3-HB，通过共模电抗器4A-A和高侧驱动电路3-HA构成一方的相，通过共模电抗器4A-B和高侧驱动电路3-HB构成另一方的相。

另一方面，在低侧，针对1个低侧绝缘电源2-L具备2个低侧驱动电路3-LA以及3-LB，通过低侧驱动电路3-LA构成一方的相，通过低侧驱动电路3-LB构成另一方的相。

在该交织构成的电力变换装置中，选定了与在第1构成例表示的单相的电力变换装置设定的共模电抗器的线圈Lcom以及阻尼电阻Rdamp相同的值的情况下，向高侧驱动电路3-HA的光耦合器的高侧旁通电容器Cs-Hin-A施加的电压Vdrv-H2-A和向高侧驱动电路3-HB的光耦合器的高侧旁通电容器Cs-Hin-B施加的电压Vdrv-H2-B成为相同的电压。该电压成为向高侧开关元件S1-A、S1-B的栅极施加的栅极电压，虽然对开关元件的接通电阻产生影响，但根据本构成向两开关元件的栅极施加的栅极电压为相同的电压，因此可以将流入至多相交织的主电路的各相的电流设为相同的电流值，可以防止电流的不平衡。

在此，虽然表示2相的交织作为多相交织的例，但是交织的相数并不限定于2相，对于3相以上的多相交织也同样适用。

在第5构成例的DCDC变换器10E中，虽表示DCDC降压斩波变换器作为主电路，但是对于将主电路设为DCDC升压斩波变换器的变换器也同样适用。

在这些多相交织中，变换器的高侧以及低侧可以分别对共同的一个绝缘电源设为多相构成，在该多相构成中，高侧的多相构成具备并联连接的多个高侧开关元件。这些多个高侧开关元件从高侧的共同的一个绝缘电源经由共模电抗器被施加相同的电压。将向各高侧开关元件施加的电压设为相同的电压，由此可以使各高侧开关元件的接通电阻均匀化，使各相的输出相等。

(第6构成例)

第6构成例是构成电力变换装置作为DCAC逆变器的例，对直流的输入电压Vin进行电力变换而对输出阻抗(impedance)RL输出交流的输出电压Vout。图12所示的DCAC逆变器11的构成例中，通过高侧的2个高侧驱动电路3-HA以及高侧驱动电路3-HB、低侧的2个低侧驱动电路3-LA以及低侧驱动电路3-LB构成桥电路。从共同的1个高侧绝缘电源2-H向2个高侧驱动电路3-HA以及3HB供给电压。另外，从共同的1个低侧绝缘电源2-L对2个低侧驱动电路3-LA以及3LB供给电压。

此外，在高侧，在高侧绝缘电源2-H和高侧驱动电路3-HA之间连接共模电抗器4A，在高侧绝缘电源2-H和高侧驱动电路3-HB之间连接共模电抗器4B。

在高侧绝缘电源2-H的低电压侧和主电路的低电压侧之间连接偏置电源Vc，将高侧绝缘电源2-H的低电压侧的电压设定成(VN+Vc)。另一方面，连接低侧绝缘电源2-L的低电压侧和主电路的低电压侧，将低侧绝缘电源2-L的基准电压设定成VN。

在此，将偏置电源Vc的电压选定成(Vin/2)。在各循环中，构成桥电路的高侧驱动电路3-HA以及高侧驱动电路3-HB被施加输入电压Vin的1/2的电压，因此将偏置电源Vc选定成(Vin/2)，从而能够适当地对共模电抗器4A、4B进行磁复位。

另外，将共模电抗器4A、4B的电感Lcom-A以及电感Lcom-B的值选定成相对于DCAC逆变器11的输出阻抗RL充分大的值，由此在高频频带中，从DCAC逆变器1观看时的高侧绝缘电源2-H的阻抗可以设定得比DCAC逆变器11的输出阻抗充分大。由此，可以降低高侧绝缘电源2-H对从DCAC逆变器11观看到的输出阻抗产生的影响。该效果是因为共模电抗器的铁芯与主电路的铁芯分离独立，而任意自由设定共模电抗器的电感的构成的缘故。

在第6构成例所示的DCAC逆变器的方式中，桥电路在高侧以及低侧分别对共同的一个绝缘电源具备多个并联连接的开关元件S1-A、S1-B、S2-A、S2-B。这些多个高侧开关元件S1-A、S1-B从高侧的共同的一个绝缘电源2-H经由共模电抗器4A、4B被供给相同的电压。将施加于各高侧开关元件S1-A、S1-B的电压设为相同电压，由此可以使各高侧开关元件S1-A、S1-B的接通电阻均匀化，抑制DCAC逆变器的输出电压的变动。

另外，上述实施方式以及变形例中的记载为与本发明有关的电源装置的一例，本发明并不限定于各实施方式，能根据本发明的主旨进行各种变形，并非将这些从本发明的范围排除。

产业上的可利用性

本发明的电力变换装置可以适用于对半导体或液晶面板等的制造装置、真空蒸镀装置、加热溶融装置等使用高频的装置供给高频电力。

符号说明

1：电力变换装置

2-H：高侧绝缘电源

2-L：低侧绝缘电源

3-H、3-HA、3-HB：高侧驱动电路

3-L、3-LA、3-LB：低侧驱动电路

4、4A、4B、4C、4A-A、4A-B：共模电抗器

4a、4b、4c：线圈

4d：电阻

4e、4f：电容器

5、5A、5B、5C、5D：偏置电源

5C1：偏置电源电路

5C2：控制部

6：直流电源

7：阻尼电阻

10、10A、10B、10C、10D、10E：DCDC变换器

11：DCAC逆变器

12：降压斩波电路

13：升压斩波电路

100：直流电源

110：DCDC变换器电源

120H：高侧绝缘电源

120L：低侧绝缘电源

130H、130L：栅极驱动器

C：平滑电容器

Cin：电容器

Cs-in：旁通电容器

Cs-Hin、Cs-Hin-A、Cs-Hin-B：高侧旁通电容器

Cs-Hout、Cs-Lout：平滑电容器

Cs-Lin：低侧旁通电容器

Ct-H、Ct-L：寄生电容

DRV-H：高侧栅极驱动器

DRV-L：低侧栅极驱动器

GateH、GateL、Gate1、Gate2：栅极信号

INV-H：高侧变换器

INV-L：低侧逆变器

L、Lcom-A、Lcom-B、Ls：电感

Lcom、Lin：线圈

PC：光开关

PC-H：高侧光开关

PC-L：低侧光开关

R：负载电阻

RG-H：驱动电阻

RG-L：驱动电阻

Rdamp：阻尼电阻

Rg-H、Rg-L：电阻

RECT-H：高侧整流器

RECT-L：低侧整流器

RL：输出阻抗

S1、S1-A、S1-B：高侧开关元件

S2：低侧开关元件

T-H：高侧绝缘变压器

T-L：低侧绝缘变压器

Vdrv-H1、Vdrv-L1：直流电压

Vdrv-H1、Vdrv-L2：直流电压(驱动电压)

Vgate-H：栅极驱动器信号

VN：基准电压

VP：基准电压

Vc：电压源、偏置电源

Vin：输入电压

Vout：输出电压

Vs1-s：位移电压。