本发明涉及机车牵引变流器的控制方法，具体说是一种应用rc-igbt的机车牵引变流器的电流阈值退饱和控制方法。
背景技术：
在我国下一代电力机车和标准动车组设计中，选用更高的中间直流电压成为一种趋势。电力机车3600v中间电压的获取，需要从电路拓扑和器件特性上着手。采用三电平变流器电路，可以3300v或者4500v的igbt实现3600v中间直流电压。此方案对于器件容量要求低，可以宽裕的选取适合的器件。三电平控制可实现降低谐波，减小滤波器参数等好处。其不足是控制相对复杂，器件数较多。两电平变流器需采用6500vigbt才可实现3600v中间直流，器件选择面较窄。目前6500vigbt电流耐量一般在300a-750a，通流能力低，多需要igbt并联。此方案控制简单，设计方便，同样也存在器件数量多的不足。利用6.5kvrc-igbt(reverseconducting-insulatedgatebipolartransistor，逆导型绝缘栅双极型晶体管)高电流耐受力、允许工作结温更好、等效热阻更小的优势，将其运用于机车牵引变流器中，不仅能够满足3600v的直流电压输出，而且变流器系统的损耗更低，可靠性更高。
牵引变流系统都是采用单相pwm整流器配合三相pwm逆变器组成的电压型牵引变流器，普通单相pwm整流器的控制策略有很多，rc-igbt的退饱和控制方法大多来自国外，基本都是基于单管或者半桥电路进行研究。将高压大功率rc-igbt应用于单相pwm整流器的控制方法几乎从未被研究过。
基于rc-igbt单管的研究，专利“rc-igbt的导通状态检测”(公开号102468837b)，如图1所示，此专利以半桥电路为例，主要设计专门的栅极驱动器单元，由于rc-igbt变成反向导通状态时，会改变负载路径两端的电压降所引起的栅极电流，通过感测栅极电流的变化从而检测rc-igbt处于正向导通状态还是反向导通状态。此种方法需要额外增加栅极控制单元，一方面增加了rc-igbt驱动设计的难度和研发成本，另一方面虽然能够准确判断rc-igbt导通状态，但是并没有提到rc-igbt退饱和脉冲具体施加方法。
基于rc-igbt半桥的研究，文献(danieldomes,infineontechnologyag,maxplanckstraβe5,58581warstein,germany,controlmethodforareverseconductingigbt,pcimeurope2015,19-21may2015)中详细讲述了rc-igbt半桥电路控制方法，如图2所示，ctrlhs(high-sidecontrolsignal，高端的控制信号)和ctrlls(low-sidecontrolsignal，低端的控制信号)分别为两路驱动的输入控制信号，负载电流方向为流入节点方向，当检测到ctrlhs的上升沿时，上管rc-igbt门级施加﹣15v电压，计时死区时间tinterlock，然后当检测到上管压降vce为低电平时，上管rc-igbt门级施加0v电压，然后当检测到ctrlhs的下降沿时，上管rc-igbt门级施加+15v电压，计时退饱和脉冲持续时间tdesat，最后上管rc-igbt门级施加﹣15v电压，整个过程下管rc-igbt只需下降沿延迟tinterlock时间即可，之后循环往复。此种方法需要重新设计rc-igbt驱动，其中需要外加数字逻辑芯片，三电平门级驱动电路的设计比两电平的更为复杂，驱动过流保护电路的设计可能也与常规的驱动有所不同，整体驱动电路的实现较为困难，同样成本也会增加。
技术实现要素：
针对现有技术中存在的缺陷，本发明的目的在于提供一种应用rc-igbt的机车牵引变流器的电流阈值退饱和控制方法，采用普通的pwm控制器和普通大功率igbt驱动进行控制，旨在提升单相pwm整流器低损耗，高电流耐受力，高可靠性特性，省去了专门的大功率rc-igbt驱动，更适用于要求高压大功率且开关频率较低的应用场合。
为达到以上目的，本发明采取的技术方案是：
一种应用rc-igbt的机车牵引变流器的电流阈值退饱和控制方法，包括如下步骤：
步骤1，对单相pwm整流器输入电流进行采样，将采样电流分为[-ilmax，-ilth]、[-ilth，ilth]和[ilth，ilmax]3个区间；其中，ilmax为电感电流的峰值，ilth为输入电流阈值；
所述单相pwm整流器包括4个rc-igbt开关管：t1、t2、t3和t4；
步骤2，判断采样电流所属区间；
步骤3，根据采样电流所属的不同区间，对单相pwm整流器四路pwm脉冲进行不同退饱和处理；
所述不同退饱和处理具体为：在区间[-ilmax，-ilth]，第2路脉冲和第3路脉冲退饱和处理，第1路脉冲和第4路脉冲延迟；在区间[ilth，ilmax]，第1路脉冲和第4路脉冲退饱和处理，第2路脉冲和第3路脉冲延迟；在区间[-ilth，ilth]不做任何处理，作为正常的四路脉冲直接输出。
在上述技术方案的基础上，采用霍尔或电流传感器对单相pwm整流器的输入电流进行采样。
在上述技术方案的基础上，所述退饱和处理是通过输入电流阈值对四路pwm脉冲进行退饱和的时序逻辑处理来完成，其中涉及到延迟时间、系统反应时间、退饱和脉冲持续时间和锁存时间的选取：
采样电流在区间[ilth，ilmax]，检测inputt2的上升沿，相应的outputt1在tfree时间段为低，在tdesat时间段为高，在tdesat之后一直为低，outputt2一直为低；同时检测inputt3的上升沿，相应的outputt4在tfree时间段为低，在tdesat时间段为高，在tdesat之后一直为低，outputt3一直为低；
采样电流在区间[-ilmax，-ilth]，检测inputt1的上升沿，相应的outputt2在tfree时间段为低，在tdesat时间段为高，在tdesat之后一直为低，outputt1一直为低；同时检测inputt4的上升沿，相应的outputt3在tfree时间段为低，在tdesat时间段为高，在tdesat之后一直为低，outputt4一直为低；
采样电流在区间[-ilth，ilth]，不做任何处理，作为普通的四路pwm脉冲直接输出；
所述inputt1、inputt2、inputt3和inputt4分别为输入的带死区时间的四路普通pwm信号，outputt1、outputt2、outputt3和outputt4分别为四路输出脉冲，il为输入电流，tdelay为延迟时间，tfree为系统反应时间，tdesat为退饱和脉冲持续时间，tlock为锁存时间。
在上述技术方案的基础上，所述单相pwm整流器在退饱和控制下包括8个工作状态：
状态一，t2和t3的门级为高电平，t1和t4的门级为低电平，t2和t3均为igbt模式；
状态二，t2的门级为高电平，t1、t3和t4的门级为低电平，t2为igbt模式，t4为二极管模式；
状态三，t3的门级为高电平，t1、t2和t4的门级为低电平，t1为二极管模式，t3为igbt模式；
状态四，t1、t2、t3和t4的门级均为低电平，t1和t4均为二极管模式；
状态五，t1和t4的门级为高电平，t2和t3的门级为低电平，t1和t4均为igbt模式；
状态六，t1的门级为高电平，t2、t3和t4的门级为低电平，t1为igbt模式，t3为二极管模式；
状态七，t4的门级为高电平，t1、t2和t3的门级为低电平，t2为二极管模式，t4为igbt模式；
状态八，t1、t2、t3和t4的门级均为低电平，t2和t3均为二极管模式。
在上述技术方案的基础上，所述8个工作状态的切换状态具体为：
状态三→状态一：t2开通t1反向恢复，此时t1施加退饱和脉冲；
状态四→状态二：t2开通t1反向恢复，此时t1施加退饱和脉冲；
状态二→状态一：t3开通t4反向恢复，此时t4施加退饱和脉冲；
状态四→状态三：t3开通t4反向恢复，此时t4施加退饱和脉冲；
状态七→状态五：t1开通t2反向恢复，此时t2施加退饱和脉冲；
状态八→状态六：t1开通t2反向恢复，此时t2施加退饱和脉冲；
状态六→状态五：t4开通t3反向恢复，此时t3施加退饱和脉冲；
状态八→状态七：t4开通t3反向恢复，此时t3施加退饱和脉冲。
本发明所述的应用rc-igbt的机车牵引变流器的电流阈值退饱和控制方法，从器件特性发挥和控制策略改进两方面提升了单相pwm整流器低损耗，高电流耐受力，高可靠性等特性。考虑了负载电流过零点附近的重复性和器件小电流低损特性，提出了rc-igbt单相pwm整流器的负载电流在小电流下不进行退饱和处理的思路，降低了退饱和脉冲触发的故障风险，同时利用退饱和对大电流工况的损耗抑制，提高了变流器系统工作的稳定性。
本发明采用普通的pwm控制器和普通大功率igbt驱动进行控制，省去了专门的大功率rc-igbt驱动，避免了rc-igbt驱动设计的诸多难题。由于此控制方法实施的过程中，需要对四路pwm脉冲进行延迟，考虑到系统工作的稳定性，在要求高压大功率和低开关频率的应用场合，适用于使用该种电流阈值退饱和控制方法。
附图说明
本发明有如下附图：
图1为连接到包括电感器的负载阻抗的igbt半桥电路结构示意图；
图2为左图是rc-igbt半桥电路中，两路门级输入控制信号和两路输出驱动脉冲信号对比波形图，右图是rc-igbt半桥电路示意图；
图3为单相pwm整流器牵引工况下的退饱和控制流程图；
图4为单相pwm整流器改进型预测电流控制框图；
图5为单相pwm整流器电感电流阈值退饱和控制逻辑框图；
图6为单相pwm整流器第1，2路脉冲处理前后对比波形图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明作进一步详细说明。
如图3～6所示，本发明所述的应用rc-igbt的机车牵引变流器的电流阈值退饱和控制方法，包括如下步骤：
步骤1，对单相pwm整流器输入电流进行采样，将采样电流分为[ilth，ilmax]、[-ilmax，-ilth]和[-ilth，ilth]3个区间；
步骤2，判断采样电流所属区间；
步骤3，根据采样电流所属的不同区间，对单相pwm整流器四路pwm脉冲进行不同退饱和处理。
在上述技术方案的基础上，采用霍尔或电流传感器对单相pwm整流器的输入电流进行采样。
表1给出了牵引工况下单相pwm整流器的8个工作状态和相互切换过程中退饱和脉冲施加逻辑，普通控制和退饱和控制下四个开关管门级脉冲分配情况。其中“普通脉冲”表示普通pwm整流器四路pwm脉冲，“退饱和脉冲”表示rc-igbtpwm整流器在退饱和脉冲控制下的四路pwm脉冲。比如“0110”表示2号和3号开关管门级为高电平，1号和4号开关管门级为低电平，“*”表示普通pwm整流器的四路脉冲在状态切换点处正常变化。表中另外给出了各个状态切换处，rc-igbt退饱和的退饱和脉冲逻辑，比如“3→1”表示从状态3切换到1时，t2开通t1反向恢复，此时t1施加退饱和脉冲。
表1
图3给出了单相pwm整流器牵引工况下的退饱和控制流程。圆形框内代表整流工作模式与电源短接模式交替工作过程；方形框内代表逆变工作模式与电源短接模式交替工作过程，图中箭头上的字母代表工作模式切换时需要退饱和的器件，此刻相应开关管门级需要施加退饱和脉冲，其判断依据电感电流方向和对管的开通。数字周围的字母对应此工作模式下处于二极管模式的器件，即此过程开关管门级施加低电平。工作状态4到5和工作状态8到1会出现电感电流过零点，即对应全控器件从二极管模式向igbt模式的切换，此过程在此不予讨论。此外单相pwm整流器处于再生工况其退饱和控制过程与牵引工况类似。
图4给出了rc-igbtpwm整流器的改进型预测电流控制的逻辑框图。其中模块1表示普通pwm控制器，uge-des1(t)～uge-des4(t)为退饱和处理后的四路门级电压，ε(t)为阶跃函数，电流正向时，ε[is(t)]＝1；电流反向时，ε[is(t)]＝0，fdelay和fdes分别为延迟函数和退饱和处理函数。
图5为单相pwm整流器电感电流过零阈值退饱和控制逻辑框图。其中模块1表示改进型预测电流控制单元，模块2表示退饱和脉冲控制单元。将电感电流分为：[-ilmax，-ilth]、[-ilth，ilth]和[ilth，ilmax]3个区间，其中ilmax为电感电流的峰值，ilth为阈值电流。在区间[-ilmax，-ilth]，第2路脉冲和第3路脉冲退饱和处理，第1路脉冲和第4路脉冲延迟；在区间[ilth，ilmax]，第1路脉冲和第4路脉冲退饱和处理，第2路脉冲和第3路脉冲延迟；在区间[-ilth，ilth]不做任何处理，作为正常的四路脉冲直接输出。
图6为单相pwm整流器第1，2路脉冲处理前后对比波形。其中inputt1和inputt2为输入的带死区时间的两路普通信号，除此之外还有一个输入电流il，输出为四路outputt1和outputt2。首先判断输入电流il的大小和方向，当il为正向且大于ilth时，先分析t1管和t2管的脉冲生成，由于此过程t1管一直处于二极管模式，因此t1管驱动脉冲需要一直为低，除了需要满足rc-igbt处于二极管模式，门级需要施加低电平外，还要产生退饱和脉冲较小二极管的反向恢复损耗，此脉冲需要检测inputt2的上升沿，然后对inputt2作退饱和处理最后得到outputt1，同时只需要将inputt2延迟tdelay时间就可以得到outputt2；类似地，t3管和t4管的脉冲生成则是根据inputt3的延迟和退饱和处理得到的。同样，当il为反向且大于ilth时，也做类似的处理。电感电流il在区间[-ilth，ilth]时，不做任何处理，作为普通的四路脉冲直接输出。
本发明的技术关键点和欲保护点：
(1)rc-igbt应用于单相pwm整流器，八个工作状态和相互切换过程中，四个rc-igbt门级脉冲分配情况。
(2)输入电流的检测和输入电流阈值ilth的选取；
(3)通过电流阈值对四路pwm脉冲进行退饱和的时序逻辑处理，其中涉及到延迟时间、系统反应时间、退饱和脉冲持续时间和锁存时间的选取；
(4)将6.5kvrc-igbt应用于机车牵引变流器，采用电流阈值退饱和控制方法提升了单相pwm整流器低损耗，高电流耐受力，高可靠性特性。
输入电流的检测方法一般均采用电流传感器进行检测，本发明也不例外，但是将输入电流作为唯一判据对变流器系统进行退饱和控制是本发明的技术关键点。此外，输入电流阈值ilth的选取要参考器件应用的具体环境，及流过器件的电流，没有一个具体的公式能够定量表示。首先阈值电流不应过小，否则阈值区间太小，无法准确分出明显的3个区间造成退饱和脉冲的过渡施加；阈值电流也不能选的太大，否则在一个大周期里，rc-igbt相对比较少的工作在退饱和状态，不利于总体损耗的减少。一般选择峰值电流ilmax的10％左右为宜。
以上所述的，仅为本发明的实施例，并非用以限定本发明的范围，即凡是依据本发明申请的权利要求书及说明书内容所作的简单、等效变化与修饰，皆落入本发明专利的权利要求保护范围。本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。
本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。