本发明属于电机控制领域，具体涉及一种缺相容错型六相和三相双绕组悬浮无轴承磁通电机驱动方法。
背景技术：
定子永磁型磁通切换电机(FSPMM)把永磁体嵌入定子上，转子为凸极式铁心结构，所以该种电机具有永磁体散热容易、转子适宜高速运行等优点，若把无轴承技术拓展至该种电机上，构建无轴承定子永磁型磁通切换电机(BFSPMM)则会产生巨大的经济社会价值。
传统的BFSPMM通常具有三相功率绕组和三相主悬浮绕组两套定子绕组，两套绕组分别产生电机旋转过程中的转矩和悬浮力。但对于该种三相和三相双绕组BFSPMM来说，当功率绕组缺相后，电机无法继续维持稳定的转矩输出。若把传统的双绕组BFSPMM的三相功率绕组拆分为六相，则可以在功率绕组发生故障时实现缺相容错运行，从而极大地提高了BFSPMM的可靠性。
技术实现要素：
为解决现有技术的缺陷，本发明提出一种功率绕组具有缺相容错型六相和三相双绕组悬浮互补型无轴承磁通电机驱动方法。基于缺相后悬浮电流产生的铜耗最小原则，利用缺相的功率绕组和悬浮绕组互补产生转子悬浮力，从而实现BFSPMM的缺相容错运行。
本发明采用以下技术方案：一种缺相容错型六相和三相双绕组悬浮无轴承磁通电机驱动方法，其包括以下步骤：步骤S1：根据转子切向旋转控制性能需要，由转子切向旋转控制器输出dq转子同步旋转坐标系中dq轴电流给定值步骤S2：把dq轴电流给定值旋转变换至αβ静止坐标系，得αβ轴电流分量如下：
步骤S3：利用T6变换矩阵把六相功率绕组电流iA～iF变换至αβ静止坐标系中得iα、iβ；步骤S4：根据iαiβ以及转子切向位置角θr算出此时的悬浮力系数kxj、kyj，j＝f1、f2、f3、f4，其采用的计算公式如下：
其中，kxfj、kyfjj＝f1、f2、f3、f4代表f1、f2、f3、f4轴通1A电流时，其与永磁体配合后产生的x方向、y方向方向悬浮力；kxij、kyiji＝α、β，j＝f1、f2、f3、f4代表f1、f2、f3、f4轴和α、β轴分别通1A电流时产生的x方向、y方向悬浮力；步骤S5：基于最小铜耗原则，根据悬浮力系数kxj、kyj，j＝f2、f3、f4，x、y方向悬浮力给定六相功率绕组电阻Rt以及三相主悬浮绕组电阻Rf计算得到辅助系数λ1、λ2；步骤S6：根据kxj、kyj，j＝f2、f3、f4，Rt，Rf以及λ1、λ2算出最小铜耗原则下的f2、f3、f4轴电流给定值其采用的计算公式如下：
步骤S7：令f1、o1、o3轴电流给定值为0，令o2轴电流给定值为利用T9变换矩阵的逆矩阵把变换至自然坐标系中得六相功率绕组电流给定值及三相主悬浮绕组电流给定值步骤S8：将实际六相功率绕组剩余健康相电流iB～iF以及实际三相主悬浮绕组电流ia～ic送给各自的电流控制器，使实际电流跟踪各自的给定值。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：本发明方法同现有的单绕组和双绕组无轴承磁通切换电机驱动方法相比较，具有如下优点：(1)使用两套不同类型定子槽中的绕组，分别产生转子主悬浮力和补偿性悬浮力，实现一定的槽面积下，转子最大悬浮力输出，有效提高了转子悬浮子系统的动态响应性能；(2)实现了功率绕组故障下的电机缺相容错运行，极大地提高了电机驱动系统的可靠性。
附图说明
图1本发明所涉及的六相和三相双绕组无轴承定子永磁型磁通切换电机横截面。
图2本发明所提的功率绕组具有缺相容错型六相和三相双绕组悬浮互补型无轴承磁通切换电机驱动控制框图。
图3本发明的实施例驱动系统硬件结构示意图。
图4六相功率绕组基波平面坐标系示意图。
图5三相主悬浮绕组基波平面坐标系示意图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步解释说明。
为了避免现有技术的不足，本发明提出一种功率绕组具有缺相容错型六相和三相双绕组悬浮互补型无轴承磁通电机驱动方法。电机定子上同时嵌入两套绕组：一套为嵌套在定子磁极上的线圈构成的六相功率绕组，另一套为嵌放在永磁体槽中的三相主悬浮绕组产生转子悬浮需要的主悬浮力。六相功率绕组中同时流过转矩电流和悬浮电流，产生满足负载需要的转矩及转子悬浮需要的补偿悬浮。当功率绕组缺相时，根据缺相前后定子磁动势不变的原则得到功率绕组中的转矩电流给定，再根据缺相后各相绕组电流间的约束条件及悬浮电流产生的铜耗最小的原则得到悬浮电流和零序电流给定，从而实现BFSPMM的缺相容错运行。对应的六相和三相双绕组无轴承定子永磁型磁通切换电机横截面如图1所示。
A～F为六相功率绕组，a～c为三相主悬浮绕组。扣除绕组后，电机横截面与通常的定子永磁型磁通切换电机类似，定子也是由12个U型铁芯冲片构成，相邻的两个U型冲片之间夹着一个沿切向充磁的永磁体。该电机存在空间对称的三对绕组：A相和D相绕组空间对称、B相和E相绕组空间对称、C相和F相绕组对称。若绕组中没有悬浮电流流过，则每一对称绕组下方空间对称的气隙磁场(偏置磁场)完全相同，磁场对转子产生的麦克斯韦力等于零；但若绕组中流过悬浮电流后，每一对称绕组下方空间对称的气隙磁场不再相等，其中一个减弱，另一个增强，气隙磁场减弱值等于增加值，对转子产生一个与磁场增强方向同方向的麦克斯韦力。三对绕组分别在空间产生某一方向的麦克斯韦力，最终对转子产生一个合成的悬浮力。另外，a～c悬浮绕组流过悬浮电流后，在空间产生方向互差120度的悬浮力，从而合成出转子悬浮所需要的主悬浮力。
本发明方法的控制原理框图如图2所示。根据转子切向旋转控制性能需要，由转子切向旋转控制器输出dq转子同步旋转坐标系中dq轴电流给定值把旋转变换至αβ静止坐标系得利用T6变换矩阵把六相功率绕组电流iA～iF变换至αβ静止坐标系中得iα、iβ；根据iα、iβ以及转子切向位置角θr算出此时的悬浮力系数kxj、kyj(j＝f1、f2、f3、f4)；根据x和y方向转子径向偏移量及其给定值，计算对应的转子径向偏移控制误差△x、△y；把△x、△y分别送给x和y方向径向位移控制器，输出x和y方向悬浮力给定值基于最小铜耗原则，根据悬浮力系数kxj、kyj(j＝f2、f3、f4)，x、y方向悬浮力给定六相功率绕组电阻Rt以及三相主悬浮绕组电阻Rf计算得到辅助系数λ1、λ2；根据kxj、kyj(j＝f2、f3、f4)，Rt，Rf以及λ1、λ2算出最小铜耗原则下的f2、f3、f4轴电流给定值令f1、o1、o3轴电流给定值为0，令o2轴电流给定值为利用T9变换矩阵的逆矩阵把变换至自然坐标系中得六相功率绕组电流给定值及三相主悬浮绕组电流给定值再借助于电流控制器实现实际缺相后六相功率绕组剩余健康相电流iB～iF以及实际三相主悬浮绕组电流ia～ic跟踪给定值，从而在功率绕组缺相下实现转子切向旋转同时转子径向悬浮。
本发明所提功率绕组具有缺相容错型六相和三相双绕组悬浮互补型无轴承磁通电机驱动控制方法技术特征在于它依次含有以下步骤：
(1)根据转子切向旋转控制性能需要，由转子切向旋转控制器输出dq转子同步旋转坐标系中dq轴电流给定值
(2)把dq轴电流给定值旋转变换至αβ静止坐标系，得αβ轴电流分量如下：
(3)利用T6变换矩阵把六相功率绕组电流iA～iF变换至αβ静止坐标系中得iα、iβ，其采用的计算公式如下：
(4)根据iαiβ以及转子切向位置角θr算出此时的悬浮力系数kxj、kyj(j＝f1、f2、f3、f4)，其采用的计算公式如下：
其中，kxfj、kyfj(j＝f1、f2、f3、f4)代表f1、f2、f3、f4轴通1A电流时，其与永磁体配合后产生的x方向、y方向方向悬浮力。kxij、kyij(i＝α、β，j＝f1、f2、f3、f4)代表f1、f2、f3、f4轴和α、β轴分别通1A电流时产生的x方向、y方向方向悬浮力。以上系数均与θr有关，可以通过有限元分析软件Ansoft仿真或实验测得。
(5)基于最小铜耗原则，根据悬浮力系数kxj、kyj(j＝f2、f3、f4)，x、y方向悬浮力给定六相功率绕组电阻Rt以及三相主悬浮绕组电阻Rf计算得到辅助系数λ1、λ2，其采用的计算公式如下：
(6)根据kxj、kyj(j＝f2、f3、f4)，Rt，Rf以及λ1、λ2算出最小铜耗原则下的f2、f3、f4轴电流给定值其采用的计算公式如下：
(7)令f1、o1、o3轴电流给定值为0，令o2轴电流给定值为利用T9变换矩阵的逆矩阵把变换至自然坐标系中得六相功率绕组电流给定值及三相主悬浮绕组电流给定值其采用的计算公式如下：
(8)把实际六相功率绕组剩余健康相电流iB～iF以及实际三相主悬浮绕组电流ia～ic送给各自的电流控制器，使实际电流跟踪各自的给定值。
其中，步骤(5)中的x、y方向悬浮力给定来自于x和y方向径向位移控制器，其计算步骤如下：
(5.1)利用转子径向位移传感器检测转子沿x和y方向的径向位移量dx和dy；
(5.2)根据x和y方向转子径向偏移量dx和dy及其给定值x*、y*，计算对应的转子径向偏移控制误差△x、△y，其采用的计算公式如下：
△x＝x*-dx (11)
△y＝y*-dy (12)
(5.3)把△x、△y分别送给x和y方向径向位移控制器，输出x和y方向悬浮力给定值若控制器采用PI形式，则计算公式如下：
其中，kp、ki分别为比例和积分系数。
本发明的实施例驱动系统硬件结构如图3所示。包括：整流电路、滤波电容、六相逆变器、三相逆变器、无轴承磁通切换电机、六相绕组电流采集电路、三相绕组电流采集电路、隔离驱动、中央控制器、人机接口、转子位置角检测电路、xy方向转子径向位移采集电路。逆变器中功率管采用IGBT或MOFET，中央控制器采用DSP或单片机。绕组电流采集电路采用霍尔电流传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用绕组串功率电阻后接差分运算放大器相结合方式构成。采用霍尔方案可以有效实现控制回路与主回路的电气隔离，采用绕组串功率电阻方案可以降低驱动系统成本。转子位置角检测电路可以由旋转编码器后接电平转换电路构成，也可以由旋转变压器后接解码电路构成。xy方向转子径向位移采集通道由径向位移传感器和电平转换电路构成，径向位移传感器可以采用电涡流传感器，电平转换电路可以采用运算放大器构成。绕组电流采集电路、转子位置角检测电路、xy方向转子径向位移采集电路输出弱电压信号送到中央控制器A/D转换模块。根据取得的信号和本发明的驱动方法计算出应发出的控制信号，经由隔离驱动去控制六相逆变器和三相逆变器中的功率开关管的开关动作。最终实现转子径向悬浮状态的切向旋转运行。
本发明所研究的六相和三相双绕组BFSPMM的结构如图1所示。其转子共有10极，转子上无绕组和永磁体。定子上嵌有12个沿切向充磁的永磁体，相邻的两个永磁体充磁方向相反。此外，定子上还有A、B、C、D、E、F六相功率绕组和a、b、c三相主悬浮绕组。其中，每一相六相功率绕组由两个线圈组成，而每一相三相绕组由四个线圈组成。六相绕组和三相绕组各连接成星型接法，两套绕组中性点隔离且中性点都不引出。
该BFSPMM六相绕组与三相绕组的基波平面坐标定义分别如图4、5所示。图中，αβ和f3f4为静止坐标系，dq为转子同步旋转坐标系。图4中，θr、ωr分别为BFSPMM转子切向位置角与角速度，当BFSPMM处于图1位置(转子齿中心线和A1线圈轴线重合)时θr为0。ψf为六相绕组基波平面的转子磁链矢量，该矢量位于d轴上。由于六相功率绕组共有6个自由度，除基波平面的2个自由度外，还有4个自由度，本文定义该自由度所在轴为f1f2o1o2轴。三相主悬浮绕组共有3个自由度，除f3f4平面的2个自由度外，还有1个自由度，本文定义该自由度所在轴o3轴。
为了更方便地控制该电机，把该BFSPMM的电流与磁链变换到αβf1f2o1o2f3f4o3九相静止坐标系中，所使用的九阶恒功率变换矩阵为：
其中，T6、T3分别为六阶、三阶恒功率变换矩阵，其表达式如下：
则静止坐标系下的电流表达式为：
为了更方便地控制电机，选择如下旋转变换矩阵将αβ静止坐标系中的量变换至dq转子同步旋转坐标系中：
则αβ静止坐标系中的电流可变换为：
忽略凸极效应，则该BFSPMM的转矩表达式与普通六相隐极式永磁同步电机相同，其表达式为：
其中，ψf为六相功率绕组中耦合的永磁磁链峰值。
对该BFSPMM来说，忽略磁饱和的影响，若永磁体、α轴电流、β轴电流、f1轴电流、f2轴电流、f3轴电流、f4轴电流在气隙中的一点产生的磁密分别为Bf、Bα、Bβ、Bf1、Bf2、Bf3、Bf4，则在电机气隙中空间对称的另一点产生的气隙磁密分别为Bf、Bα、Bβ、-Bf1、-Bf2、-Bf3、-Bf4，则该空间对称两点处的单位面积受到的麦克斯韦力的合力σ为：
其中，μ0为空气磁导率。
由式(8)可得，BFSPMM的悬浮力是由永磁体、α轴电流、β轴电流产生的磁密和f1轴电流、f2轴电流、f3轴电流、f4轴电流产生的磁密相互配合产生的。忽略磁饱和后，在永磁体、α轴电流、β轴电流产生的磁密不变的情况下，悬浮力的大小与f1轴电流、f2轴电流、f3轴电流、f4轴电流产生的磁密成正比，由于磁密的大小与电流成正比，故悬浮力的大小与f1轴电流、f2轴电流、f3轴电流、f4轴电流成正比。则该BFSPMM的x、y方向的悬浮力表达式可以写为：
其中，kxfj、kyfj(j＝f1、f2、f3、f4)代表f1、f2、f3、f4轴通1A电流时，其与永磁体配合后产生的x方向、y方向悬浮力。kxij、kyij(i＝α、β，j＝f1、f2、f3、f4)代表f1、f2、f3、f4轴和α、β轴分别通1A电流时产生的x方向、y方向方向悬浮力。以上系数均与θr有关，可以通过有限元分析软件Ansoft仿真或实验测得。kxj、kyj(j＝f1、f2、f3、f4)代表f1、f2、f3、f4轴通1A电流时，产生的x方向、y方向悬浮力，其与电机的具体工作状态有关，即与θr、α轴电流、β轴电流有关。
根据式(7)可知，当功率绕组缺一相时，仍可由传统的电机控制方法如矢量控制得到d、q轴电流给定，从而得到α、β轴电流给定对于本发明所研究的BFSPMM来说，除了要控制切向转矩外，还需要控制六相功率绕组中的悬浮电流分量与三相主悬浮绕组中的悬浮电流，以实现互补悬浮控制。由于六相功率绕组与三相主悬浮绕组的中性点均未引出，o1和o3轴电流恒为0。
若功率绕组缺失相为A，则式(4)结合A相缺相的条件，可得：
根据式(10)有：
为降低电机铜耗并使悬浮力控制和转矩控制解耦，可令f1轴给定电流为0。则o2轴给定电流为
为了降低电机的铜耗，基于最小铜耗原则控制f2、f3、f4轴上的电流。具体的控制框图见图2。为使电机在最小铜耗下实现互补悬浮，则有如下约束条件：
其中，F*x和F*y分别代表x与y方向的径向悬浮力给定，其值可以通过径向偏心位移的PID闭环得到。if2*、if3*、if4*分别代表f2、f3、f4轴的电流给定。
为了求解式(12)，建立如下辅助函数：
其中，λ1和λ2是辅助系数。
对式(13)求if2*、if3*、if4*、λ1、λ2的偏导，可得：
由式(14)可得：
则电流给定值if2*、if3*、if4*可化为如下关于λ1、λ2的表达式：
此时，由式(17)可以计算出悬浮轴系f2、f3、f4的电流给定值再由矢量控制算出α、β轴的电流给定值令f1、o1、o3轴电流给定值为0，令o2轴电流给定值为利用T9变换矩阵的逆矩阵把变换至自然坐标系中得六相功率绕组电流给定值及三相主悬浮绕组电流给定值其采用的计算公式如下：
式(18)已得到自然坐标系下的相电流给定值，利用电流控制器实现实际六相功率绕组剩余健康相电流iB～iF以及实际三相主悬浮绕组电流ia～ic跟踪给定值，即可在功率绕组缺一相下，实现BFSPMM的稳定悬浮与旋转，从而极大地提高BFSPMM驱动系统的可靠性。
具体工作过程包括如下步骤：
(1)根据转子切向旋转控制性能需要，由转子切向旋转控制器输出dq转子同步旋转坐标系中dq轴电流给定值
(2)把dq轴电流给定值旋转变换至αβ静止坐标系，得αβ轴电流分量如下：
(3)利用T6变换矩阵把六相功率绕组电流iA～iF变换至αβ静止坐标系中得iα、iβ，其采用的计算公式如下：
(4)根据iαiβ以及转子切向位置角θr算出此时的悬浮力系数kxj、kyj(j＝f1、f2、f3、f4)，其采用的计算公式如下：
其中，kxfj、kyfj(j＝f1、f2、f3、f4)代表f1、f2、f3、f4轴通1A电流时，其与永磁体配合后产生的x方向、y方向方向悬浮力。kxij、kyij(i＝α、β，j＝f1、f2、f3、f4)代表f1、f2、f3、f4轴和α、β轴分别通1A电流时产生的x方向、y方向方向悬浮力。以上系数均与θr有关，可以通过有限元分析软件Ansoft仿真或实验测得。
(5)基于最小铜耗原则，根据悬浮力系数kxj、kyj(j＝f2、f3、f4)，x、y方向悬浮力给定六相功率绕组电阻Rt以及三相主悬浮绕组电阻Rf计算得到辅助系数λ1、λ2，其采用的计算公式如下：
(6)根据kxj、kyj(j＝f2、f3、f4)，Rt，Rf以及λ1、λ2算出最小铜耗原则下的f2、f3、f4轴电流给定值其采用的计算公式如下：
(7)令f1、o1、o3轴电流给定值为0，令o2轴电流给定值为利用T9变换矩阵的逆矩阵把变换至自然坐标系中得六相功率绕组电流给定值及三相主悬浮绕组电流给定值其采用的计算公式如下：
(8)把实际六相功率绕组电流iB～iF以及实际三相主悬浮绕组电流ia～ic送给各自的电流控制器，使实际电流跟踪各自的给定值。
其中，步骤(5)中的x、y方向悬浮力给定来自于x和y方向径向位移控制器，其计算步骤如下：
(5.1)利用转子径向位移传感器检测转子沿x和y方向的径向位移量dx和dy；
(5.2)根据x和y方向转子径向偏移量dx和dy及其给定值x*、y*，计算对应的转子径向偏移控制误差△x、△y，其采用的计算公式如下：
△x＝x*-dx (29)
△y＝y*-dy (30)
(5.3)把△x、△y分别送给x和y方向径向位移控制器，输出x和y方向悬浮力给定值若控制器采用PI形式，则计算公式如下：
其中，kp、ki分别为比例和积分系数。
以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。