本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种五电平逆变器。
背景技术：
在不间断电源、新能源发电、有源电力滤波器、感应加热电源等很多重要的电力电子技术应用场合，对逆变器性能和效率的要求不断提高。
为了满足变换器高效高功率密度的要求，近年来，很多研究人员致力于提出新的逆变器拓扑结构或改进原有的逆变拓扑结构。多电平逆变器具有电压输出波形更接近正弦波，电压阶梯跳变小，du/dt更小，具有较低的电磁干扰和谐波畸变率；开关器件承受电压应力小，降低了对开关器件的要求，因此出现了各种多电平逆变器拓扑。但是拓扑结构和控制方法大多较为复杂，所需的电容器和开关器件很多，且每一个开关器件都要独立控制，从原理上讲，其可靠性就较差。
现有技术中公告号为cn206481233u提出了一种五电平逆变器，如图1所示，包括三电平直流变换器，具有逆变功能的h桥电路，具有双向流通功能的开关电路。其中，三电平直流变换器包括依次串联的电源、电容c1、电容c2，电容c1、电容c2之间设置有参考点o。h桥电路包括分别与电源并联的第一桥臂支路和第二桥臂支路，第一桥臂支路包括串联的开关管t1和开关管t2，第二桥臂支路包括串联的开关管t7和开关管t8。开关电路包括第一开关支路和第二开关支路，第一开关支路包括串联的开关管t3和开关管t4，第二开关支路包括串联的开关管t5和开关管t6，第一开关支路的一端和第二开关支路的一端均连接在参考点o上，第一开关支路的另一端连接第一桥臂支路上的开关管t1，第二开关支路的另一端连接第一桥臂支路上的开关管t2，开关管t1和开关管t2之间的o3，以及开关管t7和开关管t8之间的o4为五电平逆变器的两个交流输出端。
上述五电平逆变器的不足之处在于，桥臂会出现直通的情况，可靠性较低。
技术实现要素：
本发明的目的是提供一种五电平逆变器，用于解决现有技术的五电平逆变器的开关管工作的可靠性低的问题。
为解决上述技术问题，本发明提出一种单相五电平逆变器，包括以下解决方案：
方案一，包括三电平直流变换器，具有逆变功能的h桥电路，具有双向流通功能的开关电路，h桥电路包括并联的第一桥臂支路和第二桥臂支路，其中一个桥臂支路中的两个开关管之间连接有串联的第一电感和第二电感，该桥臂支路中的一个开关管通过第一二极管连接在三电平直流变换器的电源两端、另一个开关管通过第二二极管连接所述电源。
本发明在h桥电路的某个桥臂上采用了开关管与二极管串联及电感接入主回路，当原边驱动信号错误导致该桥臂直通时，设置的二极管有效保护了桥臂上的开关管不会损坏，提高了开关管的工作可靠性，同时，开关管不必设置死区。
方案二，在方案一的基础上，另一个桥臂支路中的两个开关管之间连接有串联的第三电感和第四电感，所述另一个桥臂支路中的一个开关管通过第三二极管连接所述电源、另一个开关管通过第四二极管连接所述电源。
本发明在h桥电路的两个桥臂上分别采用了开关管与二极管串联及电感接入主回路，最大限度的提高开关管的可靠性。
方案三，在方案一的基础上，三电平直流变换器包括串联的电源、第一电容、第二电容。
方案四、五、六，分别在方案一、二、三的基础上，所述开关电路包括第一开关支路和第二开关支路，第一开关支路用于实现所述双向流通功能中的一个方向，第二开关支路用于实现所述双向流通功能中的另一个方向。
方案七、八、九，分别在方案四、五、六的基础上，所述开关电路中的至少一个支路上设置有逆阻型开关。
本发明利用逆阻型开关管的优势，即其结构将传统与igbt芯片反并联封装在一起的frd(快恢复二极管)集成在同一芯片上，大大提高了功率密度，降低了芯片面积、制造成本和封装制程，进一步实现损耗更低、体积更小，同时提高了产品可靠性。
方案十、十一、十二，分别在方案四、五、六的基础上，第一开关支路中设置有串联的二极管和开关管，第二开关支路中设置有串联的二极管和开关管。
方案十三、十四、十五，分别在方案十、十一、十二的基础上，第一开关支路的二极管、第二开关支路的开关管均连接在三电平直流变换器的参考点上，所述参考点设置在三电平直流变换器的两个电容之间，所述第一开关支路的二极管与第二开关支路的开关管并联。
方案十六、十七、十八，分别在方案十、十一、十二的基础上，第一开关支路和第二开关支路中的开关管均为igbt，还包括两个mosfet，其中一个mosfet的一端连接在所述电源正极、另一端连接在第一开关支路中二极管和开关管的连接支路上，另一个mosfet的一端连接在所述电源负极、另一端连接在第二开关支路中二极管和开关管的连接支路上。
本发明采用了混合开关策略，结合了igbt和mosfet具有的不同的工作机理和特性导致的开关频率和损耗特性的特点。由于igbt存在电导调制效应，关断时会有明显的拖尾电流，从而导致关断损耗比较大。开通时，igbt损耗较mosfet小，因此，开通时，电流流过igbt，同时减小了开关应力。关断时，由于mosfet开关频率较高，拖尾电流较小，电流流过mosfet，mosfet避免了导通损耗，同时明显降低开关损耗。这样，利用软开关的控制策略，能够有效降低功率器件的开关损耗和主功率器件的通态损耗，本发明的五电平逆变器开关损耗最小，效率进一步提高。
为解决上述技术问题，本发明还提出一种三相五电平逆变器，包括以下解决方案：
方案一，每一相五电平逆变器均包括三电平直流变换器，具有逆变功能的h桥电路，具有双向流通功能的开关电路，h桥电路包括并联的第一桥臂支路和第二桥臂支路，其中一个桥臂支路中的两个开关管之间连接有串联的第一电感和第二电感，该桥臂支路中的一个开关管通过第一二极管连接在三电平直流变换器的电源两端、另一个开关管通过第二二极管连接所述电源。
方案二，在方案一的基础上，另一个桥臂支路中的两个开关管之间连接有串联的第三电感和第四电感，所述另一个桥臂支路中的一个开关管通过第三二极管连接所述电源、另一个开关管通过第四二极管连接所述电源。
方案三，在方案一的基础上，三电平直流变换器包括串联的电源、第一电容、第二电容。
方案四、五、六，分别在方案一、二、三的基础上，所述开关电路包括第一开关支路和第二开关支路，第一开关支路用于实现所述双向流通功能中的一个方向，第二开关支路用于实现所述双向流通功能中的另一个方向。
方案七、八、九，分别在方案四、五、六的基础上，所述开关电路中的至少一个支路上设置有逆阻型开关。
方案十、十一、十二，分别在方案四、五、六的基础上，第一开关支路中设置有串联的二极管和开关管，第二开关支路中设置有串联的二极管和开关管。
方案十三、十四、十五，分别在方案十、十一、十二的基础上，第一开关支路的二极管、第二开关支路的开关管均连接在三电平直流变换器的参考点上，所述参考点设置在三电平直流变换器的两个电容之间，所述第一开关支路的二极管与第二开关支路的开关管并联。
方案十六、十七、十八，分别在方案十、十一、十二的基础上，第一开关支路和第二开关支路中的开关管均为igbt，还包括两个mosfet，其中一个mosfet的一端连接在所述电源正极、另一端连接在第一开关支路中二极管和开关管的连接支路上，另一个mosfet的一端连接在所述电源负极、另一端连接在第二开关支路中二极管和开关管的连接支路上。
附图说明
图1是现有技术中的五电平逆变器拓扑图；
图2是本发明的第一种单相五电平逆变器拓扑图；
图3是本发明的一种三相五电平逆变器拓扑图；
图4-1是图2中五电平逆变器的第一种工作模态拓扑图；
图4-2是图2中五电平逆变器的第二种工作模态拓扑图；
图4-3是图2中五电平逆变器的第三种工作模态拓扑图；
图4-4是图2中五电平逆变器的第四种工作模态拓扑图；
图4-5是图2中五电平逆变器的第五种工作模态拓扑图；
图4-6是图2中五电平逆变器的第六种工作模态拓扑图；
图4-7是图2中五电平逆变器的第七种工作模态拓扑图；
图4-8是图2中五电平逆变器的第八种工作模态拓扑图；
图5-1是本发明的第二种单相五电平逆变器拓扑图；
图5-2是本发明的第三种单相五电平逆变器拓扑图；
图6是本发明的第四种单相五电平逆变器拓扑图；
图7是本发明的第五种单相五电平逆变器拓扑图；
图8是本发明的第六种单相五电平逆变器拓扑图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步的说明。
本发明提出一种单相五电平逆变器，具有逆变功能的h桥电路，具有双向流通功能的开关电路。其中，三电平直流变换器包括串联的电源vdc、第一电容ca1、第二电容ca2。h桥电路包括并联的第一桥臂支路和第二桥臂支路，第一桥臂支路中的两个开关管ta1、ta4之间连接有串联的第一电感la1和第二电感la2，该桥臂支路中的开关管ta4通过二极管da1连接在三电平直流变换器的电源vdc两端，另一个开关管ta1通过二极管da4连接电源vdc。
第二桥臂支路中的两个开关管ta2、ta3之间连接有串联的第三电感la3和第四电感la4，该桥臂支路中的一个开关管ta2通过二极管da3连接电源vdc，另一个开关管ta3通过二极管da2连接电源vdc。图2中，第一电感la1和第二电感la2之间设有一个用于连接电网或负载的交流输出端口，第三电感la3和第四电感la4之间设有另一个交流输出端口。
开关电路包括第一开关支路和第二开关支路，第一开关支路用于实现所述双向流通功能中的一个方向，第二开关支路用于实现所述双向流通功能中的另一个方向。如图2所示的一种开关电路，第一开关支路中设置有串联的二极管da5和开关管ta5，第二开关支路中设置有串联的二极管da6和开关管ta6，并且，第一开关支路连接在参考点oa和开关管ta1之间，第二开关支路连接在参考点oa(即电容中点)和开关管ta4之间。
图2中的单相五电平逆变器，其电路拓扑能够输出-vdc、-vdc/2，0，+vdc/2、+vdc共五个电平，共有8种工作模态，下面分别参考图4-1到图4-8对八种工作模态做具体说明，其中细实线表示没有电流流过，粗实线表示有电流流过。
如图4-1所示，本发明的逆变器工作在第一模态时，开关管ta1、开关管ta3导通，开关管ta2、开关管ta4、开关管ta5、开关管ta6、二极管da1、二极管da2、二极管da3、二极管da4、二极管da5、二极管da6关断。电流流经：第一电容ca1、开关管ta1、第二电感la2、负载(或电网)、第三电感la3、开关管ta3、第二电容ca2。输出到电网或负载上的电压为-vdc。
如图4-2所示，本发明的逆变器工作在第二模态时，开关管ta3、开关管ta6、二极管da6导通，开关管ta1、开关管ta2、开关管ta4、开关管ta5、二极管da1、二极管da2、二极管da3、二极管da4、二极管da5关断。电流流经：第二电容ca2、开关管ta3、第三电感la3、负载(或电网)、第一电感la1、二极管da6、开关管ta6、电容中点oa。输出到电网或负载上的电压为-vdc/2。
如图4-3所示，本发明的逆变器工作在第三模态时，开关管ta3、开关管ta5、二极管da5导通，开关管ta1、开关管ta2、开关管ta4、开关管ta6、二极管da1、二极管da2、二极管da3、二极管da4、二极管da6。电流流经：电容中点oa、二极管da5、开关管ta5、第二电感la2、负载(或电网)、第三电感la3、开关管ta3、第二电容ca2。输出到电网或负载上的电压为-vdc/2。
如图4-4所示，本发明的逆变器工作在第四模态时，开关管ta3、开关管ta4导通，开关管ta1、开关管ta2、开关管ta5、开关管ta6、二极管da1、二极管da2、二极管da3、二极管da4、二极管da5、二极管da6关断。当开关管ta3、开关管ta4开通时，电流流经关系如图4-4中所示，输出到电网或负载上的电压为0。
如图4-5所示，本发明的逆变器工作在第五模态时，开关管ta1、开关管ta2导通，开关管ta3、开关管ta4、开关管ta5、开关管ta6、二极管da1、二极管da2、二极管da3、二极管da4、二极管da5、二极管da6关断。当开关管ta1、开关管ta2开通时，电流流经关系如图4-5中所示，输出到电网或负载上的电压为0。
如图4-6所示，本发明的逆变器工作在第六模态时，开关管ta2、开关管ta5、二极管da5导通，开关管ta1、开关管ta3、开关管ta4、开关管ta6、二极管da1、二极管da2、二极管da3、二极管da4、二极管da6关断。电流流经：电容中点oa、二极管da5、开关管ta5、第二电感la2、负载(或电网)、第四电感la4、开关管ta2、第一电容单元ca1。输出到电网或负载上的电压为+vdc/2。
如图4-7所示，本发明的逆变器工作在第七模态时，开关管ta2、开关管ta6、二极管da6导通，开关管ta1、开关管ta3、开关管ta4、开关管ta5、二极管da1、二极管da2、二极管da3、二极管da4、二极管da5关断。电流流经：第一电容ca1、开关管ta2、第四电感la4、负载(或电网)、第一电感la1、二极管da6、开关管ta6、电容中点oa。输出到电网或负载上的电压为+vdc/2。
如图4-8所示，本发明的逆变器工作在第八模态时，开关管ta2、开关管ta4导通，开关管ta1、开关管ta3、开关管ta5、开关管ta6、二极管da1、二极管da2、二极管da3、二极管da4、二极管da5、二极管da6关断。电流流经：第一电容ca1、开关管ta2、第四电感la4、负载(或电网)、第一电感la1、开关管ta4、第二电容ca2。输出到电网或负载上的电压为+vdc。
本发明在h桥电路的桥臂上采用了开关管与二极管串联及电感接入主回路，当原边驱动信号错误导致该桥臂直通时，设置的二极管有效保护了桥臂上的开关管不会损坏，提高了开关管的工作可靠性，同时，开关管不必设置死区。
针对上述的h桥电路，作为其他实施方式，可以只针对某一个桥臂上设置二极管和电感，同样能够起到防止桥臂会出现直通导致的逆变器可靠性低的问题，例如，如图5-2所示的五电平逆变器，与图2相比，缩减二极管da1、da4的成本，在第一桥臂支路的开关管ta1、ta4之间设置电感la1、la2，开关管ta1与二极管da4串联后连接电源vdc，开关管ta4与二极管da1串联后连接电源vdc，防止了开关管ta2、ta3的直通。电感la1、la2之间设有交流输出端n，开关管ta2、ta3之间设有交流输出端a。
相对应的，如图5-1所示的五电平逆变器，与图2相比，缩减二极管da2、da3的成本，在第二桥臂支路的开关管ta2、ta3之间设置电感la3、la4，开关管ta2与二极管da3串联后连接电源vdc，开关管ta3与二极管da2串联后连接电源vdc，防止了开关管ta1、ta4的直通。电感la3、la4之间设有交流输出端a，开关管ta1、ta4之间设有交流输出端n。上述图5-1和图5-2中的五电平逆变器，与图2相比，所用开关器件数目减少，以节省成本，降低了逆变器的尺寸和成本，减小了开关器件引起的损耗，提高了逆变器的工作效率，从而提高整个系统的效率和功率密度，但是可靠性相对降低。
针对上述的开关电路，作为其他实施方式，如图6所示，第一开关支路的二极管da5、第二开关支路的开关管ta6均连接在三电平直流变换器的参考点oa上，参考点oa设置在三电平直流变换器的两个电容ca1、ca2之间，第一开关支路的二极管da5与第二开关支路的开关管ta6并联，二极管da5与开关管ta6起到分流的作用，进一步提高了主回路的电流流通能力。例如在图4-1到图4-8的逆变器的八个工作模态中，图4-3和图4-6中的两个工作模态能够用上二极管da5与开关管ta6的分流作用，以4-3模态图为例，当电流流过时，二极管da5和开关管ta6的体二极管起到分流作用。
如图7所示的五电平逆变器的开关电路，第一开关支路和第二开关支路上均设置有逆阻型开关，逆阻型开关管的结构是将传统igbt芯片反并联封装在一起的frd(快恢复二极管)集成在同一芯片上，大大提高了功率密度，降低了芯片面积、制造成本和封装制程，进一步实现损耗更低，同时提高了产品可靠性，将成为未来主流发展趋势。图2的开关电路相比，图7中的开关电路节省了2个二极管，减少的器件数量，是五电平逆变器体积更小。
如图8所示的五电平逆变器的开关电路中，第一开关支路和第二开关支路中的开关管均为igbt，与图2中的开关电路相比，图8的开关电路还包括两个分别连接电源vdc的mosfet，其中一个mosfetta7连接在第一开关支路中的二极管da5和开关管ta5的连接支路上，另一个mosfetta8连接在第二开关支路中的二极管da6和开关管ta6的连接支路上。图8所示的五电平逆变器采用了混合开关策略，结合了igbt和mosfet具有的不同的工作机理和特性导致的开关频率和损耗特性的特点。由于igbt存在电导调制效应，关断时会有明显的拖尾电流，从而导致关断损耗比较大。开通时，igbt损耗较mosfet小，因此，开通时，电流流过igbt，同时减小了开关应力。关断时，由于mosfet开关频率较高，拖尾电流较小，电流流过mosfet，mosfet避免了导通损耗，同时明显降低开关损耗。这样，利用软开关的控制策略，能够有效降低功率器件的开关损耗和主功率器件的通态损耗，图8所示的五电平逆变器开关损耗最小，效率进一步提高。例如在图4-1到图4-8的逆变器的八个工作模态中，图4-1和图4-8中的两个工作模态能够用上mosfetta7与mosfetta8。以图4-1为例，mosfetta7与ta1同时导通，开通时，电流流过igbt，开通损耗较小。关断时，电流流过mosfet，明显降低关断损耗。
基于图2所示的单相五电平逆变器，本发明提出一种三相五电平逆变器，如图3所示，每一相的五电平逆变器结构均与图2所示的结构相同，三组五电平逆变器的交流输出端口分别为(n，a)、(n，b)、(n，c)，三组端口分别代表a相、b相、c相，输出的交流电压分别为van、vbn、vcn，三个交流电压的大小均由各相的五电平逆变器决定，可控制为五电平中的任意一个电平。作为其他实施方式，采用本发明提出的其他单相五电平逆变器(图5-1、图5-2、图6、图7或图8)均能构成三相五电平逆变器。
本发明提出的五电平逆变器拓扑开关管不仅可以是igbt，也可以是mosfet，也可以是其他开关管；不仅可以是si器件(硅器件)，也可以是其他已发展和未发展的其他新型开关器件。上述硅器件指以硅为材料制作的开关器件，目前硅半导体器件仍是主流，但碳化硅器件(即sic器件)以其载流子饱和漂移速度高、热导率高等特点，制作的开关管导通电阻小，开关频率高，开关损耗小，已经成为新一代功率器件。
本发明针对现有技术中的缺陷，提出了多种五电平逆变器。与现有五电平逆变器相比，本发明提供的五电平逆变器具有三大优点：一、当原边驱动信号错误导致桥臂直通时，有效的保护了开关管不会损坏；二、可以缩减开关管数量，所用开关器件数目减少，以节省成本，降低了逆变器的尺寸和成本；三、变形种类较多，且每一种拓扑具有各自的优势。同时本发明提供的五电平逆变器损耗较小，效率较高，从而提高整个系统的效率及功率密度。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。