本发明具体涉及一种应用于isop直流变换器的移相pwm控制方法及子模块控制器，属于高压直流输电领域中，适用于大功率组合式直流变换器的开环控制。
背景技术：
伴随着新能源、新电力的发展，直流供电技术在某些领域重新取得了优势。直流供电系统有着传输容量更大、可靠性更高、灵活性更强的特点。直流系统中具备电压变换、能量传递及电能质量调节功能的新型变压器——电力电子变压器得到了越来越多的关注。
该设计应用于560v-20kv变换场合，为了减小每个功率器件的耐压，可以将多个子dc/dc变换单元进行串联，共同承受高电压，即高压侧串联、低压侧并联的isop拓扑，单个模块采用llc谐振电路。由于变换器在启动瞬间需要对高频变压器注入励磁电流及对副边直流母线电容充电，因此启动瞬间有较大的冲击电流。llc谐振变换器传统的降频软启动方式不适用于该拓扑。
公布号为cn107104588a的中国专利申请，公开了一种应用于直流配电网的隔离直流变换器软启动系统及方法，在直流变换器启动后，通过引入内移相角θ，且θ从0逐渐增加到π，输出方波电压占空比从0增加到0.5，使输入侧h桥输出方波电压占空比按照斜坡函数逐渐由0增加到0.5，通过占空比和移相控制协同调节，实现输出侧电容电压平滑建立，抑制了启动电流，减小了对系统的冲击。但是该技术方案是针对一个直流变换器，减小了对于单个直流变换器的启动冲击，而对于具有多个直流变换器的isop组合式直流变换器，高压侧直流总电流峰值较大，一旦出现电流波动，就会对母线产生较大影响。
并且，传统控制芯片如dsp，需要执行通信、逻辑处理、控制算法、生成pwm波等多种任务，伴随开关频率的提高执行时间十分紧张，并且对于多模块系统来说，由于多个dsp内部的时钟累积误差，无法做到模块之间的同步性，故利用fpga并行高速处理的优点实现高频率、高精度的控制。
技术实现要素：
本发明提出了一种基于isop直流变换器的移相pwm控制方法及子模块控制器，解决了现有技术中基于isop拓扑的组合式直流变换器直流总电流峰值较大，电流波动对直流母线影响较大的问题。
为了实现上述目的，本发明提出了一种基于isop直流变换器的移相pwm控制方法，即控制方法方案一，对于isop组合式直流变换器的n个子模块，该方法包括以下步骤：
(1)中央控制器产生两路pwm基波信号，下发给所有子模块控制器；
(2)每个子模块接收下发的pwm基波信号，并将该pwm基波信号作为基准；
(3)接收到pwm基波信号时，根据子模块自身编码对pwm基波信号进行相应的延时形成自身的pwm信号完成模块间移相。
控制方法方案二：在控制方法方案一的基础上，每个子模块进行移相的相位不同。
控制方法方案三：在控制方法方案一的基础上，每个子模块移相的相位比前一子模块的相位多π/n，或者比后一子模块移相的相位少π/n。
控制方法方案四：在控制方法方案一的基础上，生成pwm信号的方法为：直流变换器启动后，在启动时间内，使输入侧h桥输出方波的等效占空比由0逐渐增加到0.5。
控制方法方案五：在控制方法方案四的基础上，中央控制器产生两路pwm基波信号，采用载波与比较值比较的方式生成pwm波，在启动过程中一路比较值保持不变，同时这一路pwm波也保持不变，另一路通过逐步改变比较值的大小，使得两路pwm波产生相位差，使得等效pwm输出输占空比从0逐渐增加到0.5，移相角度平滑递增至两路互补，移相过程结束。
本发明还提供了一种应用于isop组合式直流变换器的子模块控制器，即子模块控制器方案一，子模块控制器用于执行实现如下方法的指令：
(1)每个子模块接收下发的pwm基波信号；
(2)接收到pwm基波信号时，根据子模块自身编码对pwm基波信号进行相应的延时形成自身的pwm信号以进行模块间移相。
子模块控制器方案二：在子模块控制器方案一的基础上，各模块能通过相同的基波信号保持基准相同，但每个子模块进行移相的相位不同。
子模块控制器方案三：在子模块控制器方案一的基础上，每个子模块移相的相位比前一子模块的相位多π/n，或者比后一子模块移相的相位少π/n。
本发明提出了一种应用于isop直流变换器的移相pwm控制方法及子模块控制器，中央控制器移相启动产生两路基波信号，在子模块接收到中央控制器下发的pwm基波信号时，根据子模块自身编码对pwm基波信号进行相应的延时形成自身的pwm信号以进行模块间移相，实现了将直流总电流的峰值有效降低，从而有效地减小了电流纹波对母线的影响；同时，由于多个dsp内部的时钟累积误差，无法做到模块之间的同步性，故利用fpga并行高速处理的优点实现高频率、高精度的控制。
附图说明
图1为本发明所述的基于isop拓扑组合式直流变换器；
图2为本发明所述的isop拓扑中采用的llc谐振电路结构；
图3为基于控制系统框图；
图4为移相启动时序图；
图5为移相启动状态机；
图6为模块间移相时序图；
图7为延时滤波时序图；
图8为对输入pwm信号依据上升沿延时流程示意图；
图9为对图8中延时后的pwm信号依据下降沿延时流程示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的技术方案做进一步说明：
应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
本发明中所述的isop拓扑的组合式直流变换器，如图1所示，是一种输入串联、输出并联(input-seriesoutput-parallel，isop)组合式直流变换器，可采用两类模块，即全桥直流变压器和全桥直流变换器的组合结构，将高压直流变换成低压直流电，供电给负载。
如图2所示，本发明中isop组合式直流变换器的单个子模块采用双有源桥的llc谐振电路结构。直流变换器包括两个h桥，高压侧h桥逆变侧输出通过高频隔离变压器连接，整流侧分别与滤波电容器连接。对于高压侧h桥，由控制信号驱动，开关管d1与d2的驱动信号互补，d3与d4的驱动信号互补。
下面以如图1所示的包含20个子模块的isop组合式直流变换器结构阐述移相pwm控制方法。
20组子模块对应有高低压模块数各20个，每个模块配备一个模块控制器，如图3所示为本发明中依托的控制系统结构，中央控制器主板作为控制中心对20个子模块实现协调控制，通过连接一个开入开出板实现开关量的输入输出，通过连接一个模入板实现电量的采集，中央处理器还连接2个高、低压侧接口控制板，用于区分高、低压数据。高、低压接口控制板通过4个接口板与高、低压模块控制器连接，4个接口板实现通讯及pwm波的传递，从而将中央处理器输出的pwm信号输出至子模块中对应的模块控制器，从而将中央处理器与模块控制器联系起来。
具体的工作过程如下：
1、pwm基波信号产生过程，该过程由中央控制器、高压侧接口控制板、低压侧接口控制板以及子模块接口板完成，产生pwm基波信号，pwm基波下发给各个子模块控制器：在启动时间内，通过中央控制器移相启动产生pwm信号，使输入侧h桥输出方波电压占空比逐渐由0增加到0.5，这里的启动时间设定为占空比从0增加到0.5的时间。pwm基波的传输由接口控制板、接口板完成，从中央控制器传递到接口板后，通过两路独立光纤发送给模块控制器，避免各个模块分别产生pwm造成的模块间不同步，每个模块内的移相启动较好的降低了启动冲击电流。
具体地，中央控制器的fpga内部采用可逆计数器生成等腰三角波作为载波信号，和比较值比较得到pwm基波，逐步改变比较值的大小即得到另一路不同相位的pwm波。最终移相达到相位差180度，两波形完全互补，移相启动过程完成，系统置移相启动完成标志位有效。如图4所示，中央控制器移相pwm波的生成原理，采用载波和比较值比较的方式。
载波发生器：如图4载波为频率10k的对称三角波，fpga中采用计数方向交替变化的可逆计数器来模拟三角波，计数器最小计数值为0，最大计数值为5000，计数器在以频率100mhz递增/减一次，从0开始计数器递增到5000，再递减为0，100us一个周期。对于三角载波可逆计数器，首先要设置反映计数器方向的正反向状态标志，定义标志位为sin_state，当标志位为0表示载波计数器计数递增(三角波上升段)，当标志位为1表示载波计数器计数递减(三角波下降段)。
比较值：基波的比较值，在载波上升阶段设定为1000，下降阶段设定为4000，载波计数器的值等于比较值的时候脉冲电平翻转，得到周期100us，占空比50％的pwm基波信号；移相pwm波的比较值是一个变化量，如图4所示的另一路pwm在基波的基础上沿时间轴右移，随之比较值变化，△phase逐渐增大，直到两个pwm波互补移相结束。
移相总时长：要求10s内完成移相启动过程。
移相次数计算：100us一个周期移动一次，移相次数为10s/100us＝100000次。所以100us*100000次＝10s，所以共移动50*1000/0.5＝100000次。
步长计算：移相共需移动180度相位即50us，所以移相步长等于50us/100000次＝0.5ns，即每一个脉冲周期△phase增大0.5us。
采用有限状态机法设计移相控制功能模块。移相过程分为两个阶段：三角波递增区域，三角波递减区域，即上述三角波递增时sin_state为0，递减为1，如图4、5所示。
状态0：如图4中①，为载波计数器cnt1递增阶段。在该状态下，当载波计数器值大于比较值，pwm翻转为高电平，当载波计数器值小于比较值，pwm翻转为低电平。
状态1：如图4中②，为载波计数器cnt1下降阶段。在该状态下，当载波计数器值大于比较值，pwm翻转为低电平，当载波计数器值小于比较值，pwm翻转为高电平。
移相结束：如图4中③，移相结束后，两个pwm成互补状态，这时移相结束标志位置位，移相终止。在达到移相结束状态前，状态0和1不断切换。
以上给出了采用三角载波与基波比较值比较的方法取得pwm信号的方法，然而本发明中并不局限于上述方式，还可以通过等脉宽pwm法、等面积法、软件生成法等方法产生pwm信号，以及通过改进上述方法获得移相pwm信号的方法均落入本发明的保护范围。
启动之后，按照现有技术的方式(如接受上位指令)继续生成2路互补的pwm基波信号。
2、子模块接收下发的pwm基波信号，为了进行模块间移相，子模块根据自身编码对pwm基波信号进行相应的延时形成自身的pwm信号；
系统内每个子模块中进行移相的相位不同，模块间移相控制可以将直流总电流的峰值有效降低，以减小电流波动对母线的影响，并可以降低直流侧滤波电感值。
具体地，以上述20个子模块，在10s内完成移相启动的过程为例：
模块间移相角度为π/20(20为子模块数量)，则每两个相邻模块间移相为9°，即2.5us，如图6所示，相对于中央下发的基准脉冲，第二个模块与第一个相差2.5us，第三个模块与第一个模块相差5us，依次类推，从而每个模块与第一个模块之间移相的相位不同，同时相邻子模块之间移相的相位相同。
由模块控制器fpga进行模块间延时，判断pwm波的上升沿到来时进行2.5us延时，如图7基准脉冲首先进行上升沿延时，得到波形①，再对波形①进行下降沿延时2.5us后得到波形②。如图8、9中的流程图所示设置rising_cnt和negedge_cnt两个计数器，先对输入pwm的上升沿做延时得到sig信号，再对sig信号做下降沿延时得到最终pwm输出信号，对于中央控制器下发的两路pwm做相同的处理，上述两个延时同时进行。经过两级变化的pwm处理完毕。
在启动时间内，输入侧h桥延时产生pwm基波信号，输出端h桥闭锁，仅依靠二极管进行自然整流；在启动后，输入、输出侧h桥pwm同步。
上述实施例中在启动过程中，为了减小对子模块内部的电流冲击，pwm基波信号等效占空比从0逐渐增加到0.5；如果不考虑对子模块内部电流冲击的问题，也可以直接采用恒定占空比或占空比可变的方式产生pwm基波信号，因此，上述只是给出了实现模块间移相的一种实施方式，本发明的关键在于提供一种思想，在这种思想的启示下，做出的任何实现模块间移相的方法、装置均在本发明的保护范围内。即本发明要求保护的方案可以总结为如下步骤：
本发明还提出了基于isop组合式直流变换器的移相pwm控制方法，对于isop组合式直流变换器的n个子模块。
(1)中央控制器产生两路pwm基波信号，下发给所有子模块控制器，将载波与基波比较值比较生成所述pwm基波信号，使得输出pwm波相位差从0到180度，让开关管导通等效占空比从0到50％；
(2)通过该系统的控制架构，每个子模块接收下发的pwm基波信号，并将该信号作为基准；
(3)接收到pwm基波信号时，根据子模块自身编码对pwm基波信号进行相应的延时形成自身的pwm信号，完成模块间移相。
每个子模块移相的相位比前一子模块的相位多π/n，或者比后一子模块移相的相位少π/n。
通过上述方法，使高压侧直流总电流的峰值有效降低，减小了电流波动对母线的影响，同时降低了直流侧滤波电感值，提高了直流变换器系统整体的可靠性。