本发明具体涉及一种多相异步电机装置的双模控制方法。
背景技术：
传统上，给电机供电的电压源型逆变器是通过脉冲宽度调制技术对开关元件以进行控制来达到控制转速的目的。对于脉冲宽度调制模式，逆变器的输入电压是恒定的，占空比是根据速度误差得到的。但是该方案在电机高速状态下会产生更多的转矩和谐波，完全不可能使用高速。
可是，在实际应用中，电机运行速度是变动的，不会长期保持在低速状态，因此脉冲宽度调制模式已经无法满足现有技术对逆变器的需求。
技术实现要素：
本发明是为了解决上述问题而进行的，目的在于提供一种多相异步电机装置的双模控制方法。
本发明提供了一种多相异步电机装置的双模控制方法，具有这样的特征，包括以下步骤：判断多相异步电机装置的当前转速是否不大于预定值；当判断为不大于预定值时，转速控制器控制脉冲宽度调制发生器在固定母线电压下产生控制多相异步电机装置中的开关管的脉冲宽度调制波；当判断为大于预定值时，转速控制器控制脉冲幅度调制发生器在固定占空比下产生控制多相异步电机装置中的开关管的脉冲幅度调制波。
在本发明提供的一种多相异步电机装置的双模控制方法中，还可以具有这样的特征：其中，多相异步电机装置包括：多相异步电机；对来自电网的交流电源进行滤波的滤波器；校正多相异步电机的功率因数的有源功率因数校正部；以及用于给多相异步电机馈电的逆变器，有源功率因数校正部包括两个有源功率因数校正单元，有源功率因数校正单元含有：全控整流桥，将交流电源整流成直流电；以及变换电路，与全控整流桥并联，用于校正功率因数，包括变换电容、变换二极管、变换开关二极管以及变换电感，变换电容与变换二极管串联连接，变换开关二极管以及串联的变换电容和变换二极管并联连接，变换电感以及并联后的变换电容、变换二极管和变换开关二极管串联连接，脉冲宽度调制波或者脉冲幅度调制波被供给逆变器以及变换电路中的变换开关二极管。
在本发明提供的一种多相异步电机装置的双模控制方法中，还可以具有这样的特征：其中，滤波器包括：滤波电感，一端与交流电源输入端连接；以及滤波电容，一端与滤波电感的另一端连接，另一端与交流电源输出端连接。
在本发明提供的一种多相异步电机装置的双模控制方法中，还可以具有这样的特征：其中，全控整流桥为二极管。
在本发明提供的一种多相异步电机装置的双模控制方法中，还可以具有这样的特征：其中，多相异步电机为三相异步电机，逆变器为三相逆变桥。
发明的作用与效果
根据本发明所涉及的多相异步电机装置的双模控制方法，因为判断多相异步电机装置的当前转速是否不大于预定值；当判断为不大于预定值时，转速控制器控制脉冲宽度调制发生器在固定母线电压下产生控制多相异步电机装置中的开关管的脉冲宽度调制波；当判断为大于预定值时，转速控制器控制脉冲幅度调制发生器在固定占空比下产生控制多相异步电机装置中的开关管的脉冲幅度调制波，所以，本发明的多相异步电机装置的双模控制方法不仅可以适用电机低速的情况，也可以适用于电机高速的情况，进而保证转速控制的准确性。
附图说明
图1是本发明的实施例中电动设备的结构示意图；
图2是本发明的实施例中多相异步电机装置的结构示意图；
图3是本发明的实施例中双模控制方法的流程图；
图4是采用本发明的实施例中的多相异步电机装置对电网侧的电源仿真图；
图5是对本发明的实施例中的多相异步电机装置的电容电压的仿真图；
图6是对本发明的实施例中的多相异步电机装置的电感电流仿真图；
图7是本发明的实施例中的电动设备的启动波形图；
图8是本发明的实施例中的电动设备的模式切换时的波形图；
图9是本发明的实施例中的电动设备与传统方案的损失比较分析图；以及
图10是本发明的实施例中电动设备与传统方案的效率比较分析图。
具体实施方式
为了使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，以下实施例结合附图对本发明的多相异步电机装置的双模控制方法作具体阐述。
图1是本发明的实施例中电动设备的结构示意图。图2是本发明的实施例中多相异步电机装置的结构示意图
如图1所示，本实施例中的电动设备包括多相异步电机装置以及电压单闭环控制装置。
如图1和图2所示，多相异步电机装置包括多相异步电机、滤波器、有源功率因数校正部以及逆变器。
滤波器对来自电网的交流电源进行滤波。滤波器包括滤波电感以及滤波电容。
滤波电感的一端与交流电源输入端连接。
滤波电容，一端与滤波电感的另一端连接，另一端与交流电源输出端连接。
有源功率因数校正部，校正多相异步电机的功率因数。有源功率因数校正部包括两个对应设置的有源功率因数校正单元。
有源功率因数校正单元含有全控整流桥以及变换电路。
全控整流桥，将交流电源整流成直流电。
变换电路，与全控整流桥并联，用于校正功率因数。变换电路包括变换电容、变换二极管、变换开关二极管以及变换电感。
变换电容与变换二极管串联连接，变换开关二极管以及串联的变换电容和变换二极管并联连接，变换电感以及并联后的变换电容、变换二极管和变换开关二极管串联连接。
有源功率因数校正单元直接并联在滤波电容两端，由于采用无桥结构，所以利用两个二极管代替全控整流桥，每个二极管接入一个变换电路。这两个变换电路分别在电源的正负半周期内交替工作，加上代替全控整流桥的二极管形成了整体bl-csc型的有源功率因数校正单元。
逆变器，用于给多相异步电机馈电，也就是将直流电转换成交流电。在本实施例中，多相异步电机为三相异步电机，逆变器为三相逆变桥。
如图1所示，电压单闭环控制装置包括：脉冲宽度调制发生器，产生脉冲宽度调制波；脉冲幅度调制发生器，产生脉冲幅度调制波；转速控制器，根据多相异步电机装置的当前转速以及参考转速控制对应的当前脉冲调制发生器，进而控制逆变器以及变换电路。
对电动设备整体的控制分为两部分，第一部分是有源功率校正因数电路的控制，本实施例通过一个电压单闭环结构，对变换器的输出电压也就是直流电路电压进行控制。即、使用电压跟随器控制bl-csc型有源功率因数校正单元。为了控制电机的直流电路电压，需要一个单电压传感器，并在交流电源中实现固有的功率校正因数。
第二部分是电压源型逆变器以及电机本体，利用一个转速单闭环来对电压源型逆变器的开关管进行控制调节，通过真实转速和参考转速的比较形成一个信号，通过转速控制器形成逆变桥的门极控制信号。
其中对第二部分电机转速的控制，本实施例采用的是双模控制策略。
图3是本发明的实施例中双模控制方法的流程图。
如图3所示，系统启动之后首先进行初始化操作，由于电机开始启动阶段是低速运行，所以，直接进入到低速模式，也就是双模控制策略中的脉冲宽度调制控制模式，该模式下有一个判断速度大小的环节，并由该环节控制低速和高速模式的切换。通过人为的速度调节，之后会在电机侧加入一个速度检测的装置，检测出的速度反馈给判断速度的环节，并对控制模式进行选择切换，进而使电机在双模情况下运行。
当电机出于启动状态的时候，双模控制中的选择装置会选择在脉冲宽度调制模式下运行，变换器保持持续稳定地输出。当电动机转速升高到一个特定的值时，即当产生足够的反电动势以抵消直流母线电压时，脉冲幅度调制模式以可调整的转换器输出的方式运行。
也就是说，本实施例的多相异步电机装置的双模控制方法，包括以下步骤：
判断多相异步电机装置的当前转速是否不大于预定值；
当判断为不大于预定值时，转速控制器控制脉冲宽度调制发生器在固定母线电压下产生控制多相异步电机装置中的开关管的脉冲宽度调制波；
当判断为大于预定值时，转速控制器控制脉冲幅度调制发生器在固定占空比下产生控制多相异步电机装置中的开关管的脉冲幅度调制波。
在工作在低速模式的时候，系统工作在脉冲宽度调制模式状态，此时需要控制的有两部分，一个是有源功率校正因数端的开关管，一个就是逆变桥也就是电压源型逆变器的开关管。脉冲宽度调制模式是通过调占空比，而保持电压源型逆变器的输入侧的电压值不变来进行调节的，也就是说，在有源功率校正因数电路端的电压单闭环中，参考电压是设定为一个常数值。通过与有源功率校正因数的输出电压进行比较然后通过电压控制器进入到脉冲宽度调制发生器，产生脉冲宽度调制波，利用脉冲宽度调制波对有源功率校正因数端的开关管的导通状态进行转换，来实现逆变桥输入电压的稳定。与此同时，电压源型逆变器端的控制也同时进行，通过实际转速和参考转速的参考比较，进入到转速控制器环节，控制环节的输出进入逆变桥的门极脉冲宽度调制的发生器，产生脉冲宽度调制波，进而控制逆变桥，实现低速模式下的调节。
高速模式的工作状态也十分的类似，也是将系统分为有源功率校正因数电路和逆变桥一侧进行分别考虑。此时的工作状态是由于脉冲幅度调制采用的是固定的占空比波，只需要改变母线电压就能够实现脉冲宽度调制波的幅值的调制方式。在有源功率校正因数侧就是使参考转速经过速度控制器输出然后给到电压单闭环作为一个参考输入，电压源型逆变器侧则是只需要输入固定的占空比波形，就可以达到高速模式的控制调节的作用。
对图2的的多相异步电机装置进行了仿真，其中仿真显示了在电源电压为220v，直流母线电压为310的电机的等效额定负载下所提出的驱动操作的测试结果。
图4是采用本发明的实施例中的多相异步电机装置对电网侧的电源仿真图。
图4是网侧的电流电压波形的仿真图，可以看出电流波形是接近于正弦的，而且电流波形的相位与电网侧电压波形的相位基本保持一致，在单位功率因数附近是明显的，得到的功率因数为0.9976，交流电源的thd为2.05％。
图5是对本发明的实施例中的多相异步电机装置的电容电压的仿真图；图6是对本发明的实施例中的多相异步电机装置的电感电流仿真图。
如图5所示，仿真出的电感电流电感器li1和li2分别在电源电压的正半周和负半周导通。此外，采样获得的中间电容器(vc1和vc2)两端的连续电压波形图如图6所示。说明本实施例的多相异步电机装置运行良好，且能够以高功率因数的方式运行。
图7是本发明的实施例中的电动设备的启动波形图。
在图7中，从上至下，依次为母线电压、电机转速、电磁转矩及电机线电压波形。由图7可知，母线电压在启动过程中无大幅下降，说明其功率输出满足启动要求。因采取转速单闭环控制，转速无超调且较快达到设定点。而电流未进行闭环控制，故转矩存在尖峰，这在异步电机启动过程中较常见。电机线电压为双极性脉冲宽度调制波。
图8是本发明的实施例中的电动设备的模式切换时的波形图。
图8为双模控制策略在模式切换时，各变量的瞬时变化情况。从上到下四条波形分别是直流母线电压、电机转速、电磁转矩及电机线电压波形。t＝0s时设定转速为n*＝450r/min，电机从静止状态开始制动运行，并很快达到稳态，t＝1s时令n*＝1450r/min，转速开始上升，当转速超过500r/min时，双模策略启动切换机制，采用脉冲幅度调制模式继续升速，母线电压提高约为600v，并使占空比固定不变。经0.05s，电机达到设定转速n＝1450r/min。模式切换会导致电流大幅波动，因此切换处最好采用迟滞处理。
从图7及图8所示的电机动态波形可以看出，在电机启动或转速突变的瞬态过程中，母线电源端均能保持较好的稳定性，而采用双模控制，当电机运行于高速段时，通过改变母线电压可有效调节电机转速，从功能与性能量方面讲，仿真实验均证明了这一结构在系统中应用的合理性及有效性。
图9是本发明的实施例中的电动设备与传统方案的损失比较分析图。图10是本发明的实施例中电动设备与传统方案的效率比较分析图。
电动设备中的损耗包括异步电机，电压源型逆变器和功率校正因数转换器中的损耗。异步电机的损耗包括固定(铁芯和风阻)损耗和可变(铜)损耗。铁芯和风阻损耗是固定的，而铜损取决于在定子绕组中流动的电流。这些损耗是通过使用标准的无负载测试方法通过将其与直流电机耦合来测量的。电压源型逆变器中的损耗是通过测量整个驱动系统中的损耗并将其从电机和功率校正因数转换器的组合损耗中减去来估算的。功率校正因数转换器中的损耗通过分别使用直流链路电压，直流链路电流，电源电压和电源电流来测量输出和输入功率来估算。
本实施例中的有源功率因数校正单元(bl-csc)比dbr馈电的电机设备以及pfc馈电的电动设备不仅将损耗从最高160降到110，而且还有至少4％-5％的效率显着提高。
实施例的作用与效果
根据本实施例所涉及的多相异步电机装置的双模控制方法，因为判断多相异步电机装置的当前转速是否不大于预定值；当判断为不大于预定值时，转速控制器控制脉冲宽度调制发生器在固定母线电压下产生控制多相异步电机装置中的开关管的脉冲宽度调制波；当判断为大于预定值时，转速控制器控制脉冲幅度调制发生器在固定占空比下产生控制多相异步电机装置中的开关管的脉冲幅度调制波，所以，本实施例的多相异步电机装置的双模控制方法不仅可以适用电机低速的情况，也可以适用于电机高速的情况，进而保证转速控制的准确性。
上述实施方式为本发明的优选案例，并不用来限制本发明的保护范围。