本发明属于集成电路技术领域，特别涉及具体应用到cmos晶体管本体偏置的自适应双向电荷泵动态调节。
背景技术：
随着超大规模集成电路制造工艺向深纳微米的纵深发展，器件特征尺寸的缩小允许集成电路(ic)系统上集成更多的晶体管单元。但是即便是基于同一种工艺制程的集成电路芯片，由于工艺制造过程带来的工艺角偏差使得同一晶圆上的mos晶体管的阈值有高、有低：高的阈值带来更低的漏电流、更低的功耗，但系统的最大运行速度受限；低的阈值有利于系统运行速度的提升，代价是产生更高的漏电流，更高的功耗。通过对mos晶体管本体进行固定偏置，可以设置其阈值。尽管这是一项有用的技术，在一些应用中，进一步动态调节mos晶体管的阈值，减少其离散性，从而使系统自适应在速度与功耗之间做出平衡仍然很有意义。
如专利申请201510672250.4公开了一种减小开关电源芯片的电磁干扰的系统，包括电压调节器、复位电路、偏置电压产生模块和振荡器模块，所述的电压调节模块分别与偏置电压产生模块和振荡器模块相连，偏置电压产生模块与振荡器相连，复位电路与振荡器模块相连。本发明的减小开关电源芯片的电磁干扰的系统，不仅能在源头抑制传导干扰，而且大大地减小了emi滤波部件尺寸，减少了抑制辐射emi的屏蔽材料。
然而，上述的技术方案中，偏置电压的产生仅仅是作用于振荡器，用于对mos晶体管的本体进行动态偏置的控制技术的进一步发展是需要的。
技术实现要素：
基于此，因此本发明的首要目地是提供一种用于mos管本体偏置的自适应双向电荷泵动态调节器，该调节器通过自适应的双向电荷泵实现mos管阈值灵活可控，先通过一个与mos管阈值关联的环型振荡器频率变化来检测阈值，并将频率信号转换为电流信号，将电流信号与基准信号做比较获得差值，进而进行量化积分，最后控制电荷泵输出产生本体偏置电压进行动态调节。
本发明的另一个目地在于提供一种用于mos管本体偏置的自适应双向电荷泵动态调节器，该调节器能够有效地消除nmos、pmos阈值变化带来的影响，使得系统电路工作在最佳的速度-功耗平衡态，从而提升芯片整体特性。
为实现上述目的，本发明的技术方案为：
一种用于mos管本体偏置的自适应双向电荷泵动态调节器，其特征在于所述调节器包括有nmos自适应调节电路、pmos自适应调节电路和系统数字逻辑，所述nmos自适应调节电路包括有一个振荡器时钟、频率-电流转换器、量化和数模转换电路、积分器及偏置nmos的电荷泵；所述pmos自适应调节电路包括有一个振荡器时钟、频率-电流转换器、量化和数模转换电路、积分器及偏置pmos的电荷泵；所述偏置nmos的电荷泵和偏置pmos的电荷泵均接于系统数字逻辑，以实现nmos和pmos阈值稳定。
具体地说，关联nmos阈值的环型振荡器输出一个跟nmos阈值相关的振荡器时钟ck(n)，再通过一个频率-电流转换器得到相对应的电流信号i_freq_to_current(n)，基准电流信号iref(n)与该电流信号做差值并进行量化和数模转换产生vadj(n)，vadj(n)输入到积分器进行积分输出vintegrator(n)，进而控制偏置nmos本体的电荷泵输出vneg；当nmos阈值变小(或变大)，振荡器的输出ck(n)频率会跟着变快(或变慢)，频率-电流转换器输出的转换电流i_freq_to_current(n)变大(或变小)，iref(n)与i_freq_to_current(n)的差值变小(或变大)，差值进行量化和数模转换后的电压信号vadj(n)变小(或变大)，积分器输出vintegrator(n)变小(或变大)，从而使偏置nmos本体的电荷泵vneg变小(或变大)；通过vneg的控制，nmos的阈值会相应的变大(或变小)以弥补之前的波动，进而实现nmos阈值稳定。
同理，关联pmos阈值的环型振荡器输出一个跟pmos阈值相关的振荡器时钟ck(p)，再通过一个频率-电流转换器得到相对应的电流信号i_freq_to_current(p)，该电流信号与基准电流信号iref(p)做差值并进行量化和数模转换产生vadj(p),vadj(p)输入到积分器进行积分输出vintegrator(p)进而控制偏置pmos本体的电荷泵输出vpeg。当pmos阈值变小(或变大),振荡器的输出ck(p)频率会跟着变快(或变慢)，频率-电流转换器输出的转换电流i_freq_to_current(p)变大(或变小)，i_freq_to_current(p)与iref(p)的差值变大(或变小)，差值进行量化和数模转换后的电压信号vadj(p)变大(或变小)，积分器输出vintegrator(p)跟着变大(或变小)，从而使偏置pmos本体的电荷泵vpeg变大(或变小)。通过vpeg的控制，pmos的阈值会相应的变大(或变小)以弥补之前的波动，进而实现pmos阈值稳定。
所述pmos本体的电荷泵可以动态将本体偏置电压设置成低于在pmos晶体管的源极处的电压从而对pmos晶体管的本体进行正向偏置；或是将本体偏置电压设置成高于在pmos晶体管的源极处的电压从而对pmos晶体管的本体进行反向偏置。
所述nmos本体的电荷泵也可以动态将本体偏置电压设置成高于在nmos晶体管的源极处的电压从而对nmos晶体管的本体进行正向偏置；或是将本体偏置电压设置成低于在nmos晶体管的源极处的电压从而对nmos晶体管的本体进行反向偏置。
本发明所述的调节器通过自适应的双向电荷泵实现mos管阈值灵活可控，先通过一个与mos管阈值关联的环型振荡器频率变化来检测阈值，并将频率信号转换为电流信号，将电流信号与基准信号做比较获得差值，进而进行量化积分，最后控制电荷泵输出产生本体偏置电压进行动态调节。
而且，本发明能够有效地消除nmos、pmos阈值变化带来的影响，使得系统电路工作在最佳的速度-功耗平衡态，从而提升芯片整体特性。
附图说明
图1是本发明所实施的系统架构框图。
图2是本发明所实施一种偏置nmos本体的电路图。
图3是本发明所实施关联nmos阈值的环型振荡器的电路图。
图4是本发明所实施频率-电流转换器的电路图。
图5是本发明所实施关联nmos电流量化器的电路图。
图6是本发明所实施积分器的电路图。
图7是本发明所实施偏置nmos本体的电荷泵的电路图。
图8是本发明所实施系统数字逻辑nmos管的电路图。
图9是本发明所实施整个nmos本体偏置响应过程波形图。
图10是本发明所实施另一种偏置pmos本体的电路图。
图11是本发明所实施关联pmos阈值的环型振荡器的电路图。
图12是本发明所实施关联pmos电流量化器的电路图。
图13是本发明所实施偏置pmos本体的电荷泵的电路图。
图14是本发明所实施整个pmos本体偏置响应过程波形图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
图1所示，为本发明所实现的用于mos管本体偏置的自适应动态调节器，所述调节器包括有nmos自适应调节电路、pmos自适应调节电路和系统数字逻辑，所述nmos自适应调节电路包括有一个振荡器时钟、频率-电流转换器、量化和数模转换电路、积分器及偏置nmos的电荷泵；所述pmos自适应调节电路包括有一个振荡器时钟、频率-电流转换器、量化和数模转换电路、积分器及偏置pmos的电荷泵；所述偏置nmos的电荷泵和偏置pmos的电荷泵均接于系统数字逻辑，以实现nmos和pmos阈值稳定。
关联nmos阈值的环型振荡器输出一个跟nmos阈值相关的振荡器时钟ck(n)，再通过一个频率-电流转换器得到相对应的电流信号i_freq_to_current(n)，基准电流信号iref(n)与该电流信号做差值并进行量化和数模转换产生vadj(n)，vadj(n)输入到积分器进行积分输出vintegrator(n)，进而控制偏置nmos本体的电荷泵输出vneg；当nmos阈值变小(或变大)，振荡器的输出ck(n)频率会跟着变快(或变慢)，频率-电流转换器输出的转换电流i_freq_to_current(n)变大(或变小)，iref(n)与i_freq_to_current(n)的差值变小(或变大)，差值进行量化和数模转换后的电压信号vadj(n)变小(或变大)，积分器输出vintegrator(n)变小(或变大)，从而使偏置nmos本体的电荷泵vneg变小(或变大)；通过vneg的控制，nmos的阈值会相应的变大(或变小)以弥补之前的波动，进而实现nmos阈值稳定。
同理，关联pmos阈值的环型振荡器输出一个跟pmos阈值相关的振荡器时钟ck(p)，再通过一个频率-电流转换器得到相对应的电流信号i_freq_to_current(p)，该电流信号与基准电流信号iref(p)做差值并进行量化和数模转换产生vadj(p),vadj(p)输入到积分器进行积分输出vintegrator(p)进而控制偏置pmos本体的电荷泵输出vpeg。当pmos阈值变小(或变大),振荡器的输出ck(p)频率会跟着变快(或变慢)，频率-电流转换器输出的转换电流i_freq_to_current(p)变大(或变小)，i_freq_to_current(p)与iref(p)的差值变大(或变小)，差值进行量化和数模转换后的电压信号vadj(p)变大(或变小)，积分器输出vintegrator(p)跟着变大(或变小)，从而使偏置pmos本体的电荷泵vpeg变大(或变小)。通过vpeg的控制，pmos的阈值会相应的变大(或变小)以弥补之前的波动，进而实现pmos阈值稳定。
以nmos本体偏置过程为例，详细实现过程如下：
图2是本发明所实现的一种具体应用方式，图3是图2所示应用中关联nmos阈值的环型振荡器，其可采用多级差分对环型振荡器，级数为偶数。
如图3所示，差分级基本单元构成为：m1、m2是差分pmos输入管，m1、m2的源极与尾电流源iss一端相连，尾电流源iss另一端来自电源vdd；m3、m4是作为负载的nmos管，m3、m4的漏极与m1，m2的漏极相连，并接到m5、m6的栅极；m5、m6是接成电容形式的pmos管。m3、m4本体偏置由输入vneg控制。
环型振荡器的频率fosc与级连延时有关，其与m3、m4的阈值关系如下：
fosc∝1/td∝un*cox*(w/l)3,4*(vb-vthn)/up*cox*(w/l)5,6
∝un*(w/l)3,4*(vb-vthn)/up*(w/l)5,6
un、up是表面迁移率，cox是氧化物电容，w是nmos、pmos管宽度，l是nmos、pmos管的长度，vthn是nmos管的阈值，vb是固定偏置电压使m3、m4工作在线性区。
当nmos阈值vthn变小，则振荡器fosc频率变快，反之，振荡器频率则变慢。
关联nmos阈值的环型振荡器输出ck(ring_osc)接至频率-电流转换器，其可采用的结构如图4所示。
当ck为高时，sc0，sc2，sc4开关导通、sc1，sc3开关截止，cc1通过sc0放电到地，cc2通过开关sc2接至运放a1的负端，前一时刻存储在电容cc2的电荷产生的电压与vmid做比较，产生控制电压vn2，通过mc1和rc1产生电流ic4流过sc4开关。当ck为低时，sc0，sc2，sc4开关截止、sc1，sc3开关导通，vn2上的电压不变，通过mc1和rc1产生电流ic3流过sc3开关，ic3与前一时刻(ck为高时)的ic4电流相等，ic3通过电流镜2映射产生ic0给cc1和cc2充电。在ck为低这段时刻(半个环型振荡器周期1/(2*fosc))，cc1和cc2会被充到ic0/[2*fosc*(cc1+cc2)]。当ck再次为高时，cc2切换到运放a1的负端，前一时刻存储在电容cc2的电荷产生的电压ic0/[2*fosc*(cc1+cc2)]与vmid做比较，从而产生新的控制电压vn2和控制电流ic4。最终通过整个系统反馈，ic0/[2*fosc*(cc1+cc2)]与vmid电压相等，ic0＝[2*fosc*(cc1+cc2)]*vmid。因此，在ck为高时，ic0＝0，ic3＝0，ic4∝fosc；在ck为低时，ic0∝fosc，ic3∝fosc，ic4＝0；通过电流镜1、2产生ic1∝ic4，ic2∝ic3，i_freq_to_current＝ic1+ic2，因此，在整个ck时钟周期，i_freq_to_current∝fosc。
频率-电流转换器的输出i_freq_to_current与iref做个比较，取出差值(iref-i_freq_to_current)进行量化和数模转换，如图5所示。
iref是基准电流，其对应预期nmos基准阈值vthn_ref。对于给定的nmos，如其阈值预期为vthn_ref，在图3有个对应的ck_ref(ring_osc)输出，经过图4频率-电流转换会有个基准电流输出i_freq_to_current_ref，因此可将iref设置成当i_freq_to_current_ref，即iref＝i_freq_to_current_ref∝ck_ref(ring_osc)∝(vb-vthn_ref)。当nmos阈值vthn发生偏移，高于或低于预期值vthn_ref，i_freq_to_current会跟着相应变化。当i_freq_to_current＝iref，n位量化器输出为中间码1000...000，dac输出落在中轴vmid；当i_freq_to_current大于iref到一定程度，n位量化器输出为最大码1111...111，dac输出最大为vmid+vref；当i_freq_to_current小于iref到一定程度，n位量化器输出为最小码0000...000，dac输出最小为vmid-vref；因此vadj的波动范围为[vmid-vref,vmid+vref]。
图5里的dac输出vadj输入至积分器进行积分，积分器的基本结构如图6所示：
初始复位时，si0导通，n8节点与输出vintegrator短路，运放a2接成buffer形式，输出vintegrator为vmid。复位过后si0截止，当φ1为高、φ2为低时，si1，si2开关导通，si3，si4开关截止，vadj通过si1，si2将ci1两端电压充至vadj-vmid；当φ2为高、φ1为低时，si3，si4开关导通，si1，si2开关截止,因为运放a2的两个输入端虚短相等，ci1两端电压变为vmid-vn8，vn8＝vmid；因此，ci1上的电荷变化为(vmid-vadj)*ci1，输出vintegrator电压的相应变化为：-(vmid-vadj)*ci1/ci2。通过积分器，(vadj-vmid)的差值不断被积分并反映在输出上。
积分器的输出vintegrator连接到一个偏置nmos本体的电荷泵(如图7所示)，当φ1为高、φ2为低时，s1，s2导通，s3，s4截止，n9接至电源vdd，n10跟随vintegrator，c1两端存储电荷为c1*(vdd-vintegrator)；当φ2为高、φ1为低时，s3，s4导通，s1，s2截止,n9点电压为vintegrator，c1两端存储电荷c1*(vdd-vintegrator)通过s4对负载cl、rl充放电最终输出vneg为vintegrator-(vdd-vintegrator)＝2*vintegrator-vdd；当vintegrator为vmid时，输出vneg＝2*vintegrator-vdd＝0；当vintegrator>vmid，则vneg>0；当vintegrator<vmid，则vneg<0；通过调节输入vintegrator，vneg会产生大于或小于0的电压，从而控制图8系统数字逻辑中的nmos本体电位实现阈值调节。
vneg输出连接至图3关联nmos阈值的环型振荡器，当nmos阈值发生偏移，即图3中的m3、m4阈值发生偏移，环型振荡器ck(ring_osc)和频率-电流输出i_freq_to_current也会相应偏移，通过对基准电流iref与i_freq_to_current的差值进行处理(量化、数模转换、积分)从而控制偏置nmos本体电压的电荷泵产生所需偏置电压vneg控制环型振荡器里m3、m4本体。当nmos(m3、m4)阈值调节到预期值时，i_freq_to_current＝iref，vadj＝vmid，积分器停止积分，vintegrator维持在某个电压使得vneg＝2*vintegrator-vdd可以偏置nmos阈值至预期值。
同时，vneg会连接到图8系统数字逻辑nmos管的本体，出于简化表示，图8只列出晶体管t1，t2，t3，t4和t5，t6,而实际的电子设备可以具有任何数量的晶体管对tn-1，tn及不同的组合。当环型振荡器nmos阈值通过vneg控制最终到达所需要的范围内时，连接到图7系统数字逻辑的vneg也会相应调整nmos阈值从而消除nmos阈值偏差带来的速度或功耗方面的牺牲，从而满足系统速度和功耗的均衡需求。
整个nmos本体偏置响应过程波形如图9所示：
稳定态时i_freq_to_current＝iref，vadj＝vmid。在某个时刻(例如t1时刻)nmos阈值发生偏移，瞬时阈值变大，关联nmos阈值的环型振荡器ck(ring_osc)频率跟着发生变化，频率变慢，频率-电流转换器输出的转换电流i_freq_to_current变小，iref与i_freq_to_current的差值变大，差值进行量化和数模转换后的电压信号vadj变大，vadj>vmid，(vadj-vmid)不断被积分，积分器输出vintegrator逐步变大，偏置nmos本体的电荷泵vneg也逐步变大。随着vneg的增大，环型振荡器的nmos源极电压与vneg电压差变小，其阈值会相应的变小。随着nmos阈值变小，环型振荡器ck(ring_osc)会变大，i_freq_to_current跟着变大。当nmos阈值动态调节到对应的频率-电流输出i_freq_to_current＝iref时系统反馈达到稳态，vadj＝vmid，积分器停止积分，vintegrator维持在某个电压，vneg维持在某个电压值使得nmos阈值调小到预期值。
在另一个时刻(例如t2时刻)nmos阈值发生偏移，瞬时阈值变小，关联nmos阈值的环型振荡器ck(ring_osc)频率跟着发生变化，频率变快，频率-电流转换器输出的转换电流i_freq_to_current变大，iref与i_freq_to_current的差值变小，差值进行量化和数模转换后的电压信号vadj变小，vadj<vmid，(vadj-vmid)不断被积分，积分器输出vintegrator逐步变小，偏置nmos本体的电荷泵vneg也逐步变小。随着vneg的减小，环型振荡器的nmos源极电压与vneg电压差变大，其阈值会相应的变大。随着nmos阈值变大，环型振荡器ck(ring_osc)会变小，i_freq_to_current跟着变小。当nmos阈值动态调节到对应的频率-电流输出i_freq_to_current＝iref时系统反馈达到稳态，vadj＝vmid，积分器停止积分，vintegrator维持在某个电压，vneg维持在某个电压值使得nmos阈值增大到预期值。
pmos本体偏置过程(如图10所示)与前述nmos本体偏置过程相似，只是环型振荡器和电荷泵略有区别：采用关联pmos阈值的环型振荡器和偏置pmos本体的电荷泵。
图11是图10所示应用中的关联pmos阈值的环型振荡器，其可采用多级差分对环型振荡器，级数为偶数。
差分级基本单元构成为：m1、m2是差分nmos输入管，m1、m2的源极与尾电流源iss一端相连，尾电流源iss另一端来自地；m3、m4是作为负载的pmos管，m3、m4的漏极与m1、m2的漏极相连，并接到m5、m6的栅极；m5、m6是接成电容形式的nmos管。m3、m4本体偏置由输入vpeg控制。
环型振荡器的频率与级连延时有关，其与m3，m4的阈值关系如下：
fosc∝1/td∝up*cox*(w/l)3,4*(vdd-vb-|vthp|)/un*cox*(w/l)5,6
∝up*(w/l)3,4*(vdd-vb-|vthp|)/un*(w/l)5,6
当pmos阈值vthp变小，则振荡器fosc频率变快，反之，振荡器频率则变慢。
关联pmos阈值的环型振荡器输出ck(ring_osc)接至频率-电流转换器，频率-电流转换器采用的结构与前述(图4)相同。与nmos本体偏置过程不同的是：图4频率-电流转换器的输出i_freq_to_current与iref做个比较，取出反向差值(i_freq_to_current-iref)进行量化和数模转换，如图12所示。
dac输出vadj接至积分器进行积分，积分器的基本结构仍采用前述图6所示结构。
积分器的输出vintegrator连接到一个偏置pmos本体的电荷泵(如图13所示)，当φ1为高、φ2为低时，s1，s2导通，s3，s4截止，n9接至地，n10跟随vintegrator，c1两端存储电荷为c1*(-vintegrator)；当φ2为高、φ1为低时，s3，s4导通，s1，s2截止,n9点电压为vintegrator，c1两端存储电荷c1*(0-vintegrator)，通过s4对负载cl、rl充放电。最终输出vpeg为vintegrator-(-vintegrator)＝2*vintegrator；当vintegrator＝vmid时，输出vpeg＝2*vintegrator＝vdd；当vintegrator>vmid，则vpeg>vdd；当vintegrator<vmid，则vpeg<vdd；通过调节输入vintegrator，vpeg会产生大于或小于vdd的电压，从而控制系统数字逻辑中的pmos本体电位实现阈值调节。
整个pmos本体偏置响应过程波形如图14所示：
稳定态时i_freq_to_current＝iref，vadj＝vmid。在某个时刻(例如t1时刻)pmos阈值发生偏移，瞬时阈值变大，关联pmos阈值的环型振荡器ck(ring_osc)频率跟着发生变化，频率变慢，频率-电流转换器输出的转换电流i_freq_to_current变小，i_freq_to_current与iref的差值变小，差值进行量化和数模转换后的电压信号vadj变小，vadj<vmid，(vadj-vmid)不断被积分，积分器输出vintegrator逐步变小，偏置pmos本体的电荷泵vpeg也逐步变小。随着vpeg的减小，环型振荡器的vpeg电压与pmos源极电压差变小，其阈值会相应的变小。随着pmos阈值变小，环型振荡器ck(ring_osc)会变大，i_freq_to_current跟着变大。当pmos阈值动态调节到对应的频率-电流输出i_freq_to_current＝iref时系统反馈达到稳态，vadj＝vmid，积分器停止积分，vintegrator维持在某个电压，vpeg维持在某个电压值使得pmos阈值调小到预期值。
在另一个时刻(例如t2时刻)pmos阈值发生偏移，瞬时阈值变小，关联pmos阈值的环型振荡器ck(ring_osc)频率跟着发生变化，频率变快，频率-电流转换器输出的转换电流i_freq_to_current变大，i_freq_to_current与iref的差值变大，差值进行量化和数模转换后的电压信号vadj变大，vadj>vmid，(vadj-vmid)不断被积分，积分器输出vintegrator逐步变大，偏置pmos本体的电荷泵vpeg也逐步变大。随着vpeg的增大，环型振荡器的vpeg电压与pmos源极电压差变大，其阈值会相应的变大。随着pmos阈值变大，环型振荡器ck(ring_osc)会变小，i_freq_to_current跟着变小。当pmos阈值动态调节到对应的频率-电流输出i_freq_to_current＝iref时系统反馈达到稳态，vadj＝vmid，积分器停止积分，vintegrator维持在某个电压，vpeg维持在某个电压值使得pmos阈值增大到预期值。
通过上述自适应动态调节器有效地消除nmos、pmos阈值变化带来的影响，使得系统电路工作在最佳的速度-功耗平衡态，从而提升芯片整体特性。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。