一种基于LLC谐振的新颖软开关双向DC-DC变换器拓扑的制作方法

本发明属电力电子应用技术领域，特别涉及一种基于llc谐振的新颖软开关双向dc-dc变换器拓扑。

背景技术

双向dc-dc变换器是指变换器两侧直流电压极性不变，能量可以双向传输的直流-直流变换器。与采用两套单向的dc-dc变换器来达到能量双向传输的方案相比，双向dc-dc变换器由同一个变换器实现能量的双向传输，具有效率高、体积小、成本低等优势。面对全球环境急剧变化以及节能减排压力的不断上升，双向dc-dc变换器的需求日益增多。双向dc-dc变换器在不间断电源，储能电源、电动汽车等领域有着广阔的应用前景。

传统开关式电源系统中，双向dc-dc变换器的开关器件工作在硬开关状态。即当开关器件开通或关断时，由于电压电流不是阶跃变化，在这段时间里，电压电流有一个交叠区，产生开通和关断损耗。随着开关频率的提高，损耗也相应增加，这不仅降低了开关电源的整体效率，同时也影响了开关电源的功率提升。

llc软开关是指在传统隔离电路中通过增加l-l-c电路器件，使电路工作在谐振状态，实现开关器件的零电压开通(zvs)或零电流关断(zcs)，减少了由于开关频率增加带来的开关损耗。

作为储能系统的一个重要组成部分，在后备电池供电模式下，由于电池电压相对较低，dc-dc变换器有较高的升压要求，所以针对储能双向dc-dc的实际需求，需要一端为低压大电流侧，另一端为高压耦合侧。

传统的基于llc的双向dc-dc变换器，为了实现控制和硬件的易实现，通常电路两侧为对称结构，然而对称结构适用于两侧电压电流等级相近的场合。传统的基于llc的双向dc-dc变换器，在两侧不对称的情况下，为了实现各自的llc特性，需要增加控制环路，提高了控制的复杂度，难以推广。

本发明的目的是提供具有改进的正向和反向功率流的双向dc-dc变换器，在电路不对称的结构下，通过引入相关辅助电感，实现各自的llc谐振特性，同时并不增加控制的复杂度。

本发明旨在克服，或者至少缓解上述部分或全部问题。

技术实现要素：

本发明的目的是公开一种基于llc谐振的新颖软开关双向dc-dc变换器拓扑。

所述双向dc-dc变换器的功率流分为正向功率流和反向功率流，变换器由高压侧、谐振网络以及低压侧构成，以t高频变压器为中心，两侧为非对称结构。

所述双向dc-dc变换器的高压侧为半桥倍压的开关网络结构，连接关系如下：c1与c2构成上桥臂，q1与q2和体二极管d1与d2以及寄生电容co1与co2构成下桥臂。

所述双向dc-dc变换器的低压侧为推挽半桥的开关网络结构，连接关系如下：q3和体二极管d3以及寄生电容co3构成推挽上管，q4和体二极管d4以及寄生电容co4构成推挽下管。

所述双向dc-dc变换器谐振网络的连接关系如下：cr、lr、lm1和lm2构成谐振网络，其中lm1为t高频变压器的原边电感，lm2为增加在高压侧桥臂中点的谐振电感，cr为谐振网络串联谐振电容，lr为谐振网络串联谐振电感。

所述双向dc-dc变换器正向功率流时，高压侧为开关网络，电感lm2不参与谐振，cr、lr、lm1构成谐振网络，低压侧为整流和负载网络。

所述双向dc-dc变换器反向功率流时，高压侧为整流和负载网络，电感lm1不参与谐振，cr、lr、lm2构成谐振网络，低压侧为开关网络。

所述双向dc-dc变换器正向功率流时，低压侧的开关管采用同步整流控制；所述变换器反向功率流时，高压侧的开关管采用同步整流控制。

所述双向dc-dc变换器的开关管均采用变频控制，占空比小于50％，并设计有一定死区，q1与q2互补控制，q3与q4互补控制。

附图说明

图1为本发明实施例提供的双向dc-dc变换器示意图。

图2为本发明实施例提供的双向dc-dc变换器控制示意图。

图3为本发明实施例提供的双向dc-dc变换器正向功率流示意图。

图4为本发明实施例提供的双向dc-dc变换器反向功率流示意图。

图5为本发明实施例提供的双向dc-dc变换器正向功率流控制波形图。

图6为本发明实施例提供的双向dc-dc变换器反向功率流控制波形图。

图7为本发明实施例提供的双向dc-dc变换器正向功率流工作原理和波形图。

图8为本发明实施例提供的双向dc-dc变换器反向功率流工作原理和波形图。

图9a-9d为本发明实施例提供的双向dc-dc变换器正向功率流分阶段模态图。

图10a-10d为本发明实施例提供的双向dc-dc变换器反向功率流分阶段模态图。

图11a-11c为本发明实施例提供的双向dc-dc变换器配置图。

具体实施方式

为了解决实际问题，本发明实施例提供一种基于llc谐振的新颖软开关双向dc-dc变换器装置。

如图1所示，发明实施例提供的双向dc-dc变换器装置包括高压侧、谐振网络、高压侧以及高频隔离变压器t。

所述双向dc-dc变换器高压侧包括c1、c2、q1、q2，其中d1、co1为开关管q1的体二极管和结电容，d2、co2为开关管q2的体二极管和结电容。

所述双向dc-dc变换器谐振网络包括lm1、lr、cr、lm2，其中lr为谐振电感，cr为谐振电容，lm1为变压器原边等效的励磁电感，lm2为新增的辅助励磁电感。

所述双向dc-dc变换器谐振网络在正向功率流和反向功率流均工作在谐振状态。变换器电压变比k为：其中m为llc增益值，n为变压器匝比值。

所述双向dc-dc变换器低压侧包括q3、q4，其中d3、co3为开关管q3的体二极管和结电容，d4、co4为开关管q4的体二极管和结电容。

如图2所示，发明实施例提供的双向dc-dc变换器的控制包括dsp控制器模块、驱动模块、电压电流采样模块。

所述双向dc-dc变换器的dsp控制器模块分别与所述驱动模块和所述电压电流采样模块以及所述高压侧和所述低压侧相连接。

所述dsp控制器模块用于分别控制所述高压侧和所述低压侧按照以下模式工作：

如图3所示，在所述双向dc-dc变换器进行正向功率流变换时，所述高压侧开关管q1和q2实现zvs导通并对直流电源的输出电压进行逆变转换，所述llc谐振网络对所述高压侧输出的交流电源进行谐振，所述低压侧对所述谐振网络输出的交流电进行整流转换。

如图4所示，在所述双向dc-dc变换器进行反向功率流变换时，所述低压侧开关管q3和q4实现zvs导通并对直流电源的输出电压进行逆变转换，所述llc谐振网络对所述低压侧输出的交流电源进行谐振，所述高压侧对所述谐振网络输出的交流电进行整流转换。

其中，所述高压侧为倍压半桥电路，所述低压侧为推挽半桥电路，所述变压器t为隔离变压器。

进一步地，所述dsp控制器还可以用于分别控制所述高压侧和所述低压侧实现zcs关断。

进一步地，所述控制器通过变频控制(pfm)分别控制所述高压侧和所述低压侧。具体地，在所述双向dc-dc变换器进行正向功率流变换时，控制所述高压侧和所述低压侧中的功率开关管的占空比都略小于50％。在所述双向dc-dc变换器进行反向功率流变换时，控制所述高压侧和所述低压侧中的功率开关管的占空比都略小于50％。

所述双向dc-dc变换器正向功率流时，工作原理和波形如图7所示，该变换器此时的一个开关周期可以分为8个工作阶段，t0-t4为前半周期，t4-t8为后半周期，由于后半周期的4个阶段与前半周期类似，此处针对前半周期4个工作模态做出详细分析说明。

进一步地，如图9a所示，所述变换器正向功率流时的阶段1(t0-t1)：在t0时刻，s1开通。谐振网络中的谐振电流ilr以正弦形式上升。同时因为电感lm1被输出电压钳位，所以电感电流ilm1线性增加。整流侧体二极管流过的电流取决于ilr和ilm1之差。s2关断并且无电流流经这一半桥支路，其电压为输入电压值vin。

进一步地，如图9b所示，所述变换器正向功率流时的阶段2(t1-t2)：当ilr谐振电流通过峰值并在t1时刻下降到和ilm1相等时，整流侧体二极管电流减少为零，d3和d4零电流关断。这时lm1不再受输出电压的钳位作用，从而参与谐振过程。在另一半桥支路中的状态和上一阶段保持相同没有变化。

进一步地，如图9c所示，所述变换器正向功率流时的阶段3(t2-t3)：在t2时刻，s1关断。电流ils1开始对s1的co1进行充电，加在变压器两端的电压开始逐渐下降。由于变压器的耦合作用，在另一半桥支路中s2的co2需要不断放电以满足电压平衡关系，vds2开始逐渐下降。此时，co1和co2参与了谐振，通过s1和s2的电流ils1和ils2大小相同，方向相反。当vds1升至输入电压时，该阶段结束，同时vds2下降为零。

进一步地，如图9d所示，所述变换器正向功率流时的阶段4(t3-t4)：当vds1升至输入电压时，is1同时也减少到零。另一半桥支路中is2开始通过s2的体二极管d2续流从而回馈至输入端，这样就通过变压器在谐振网络中加入了反向电压，使得整流侧体二极管d3导通，励磁电感lm1被输出钳位而脱离谐振网络。类似于阶段1，此时谐振网络重新回归到lr和cr两个元件谐振。

所述双向dc-dc变换器反向功率流时，工作原理和波形如图8所示，该变换器此时的一个开关周期也同样可以分为8个工作阶段，其中t0-t4为前半周期，t4-t8为后半周期，由于后半周期的4个阶段与前半周期类似，此处针对前半周期4个工作模态做出详细分析说明。

进一步地，如图10a所示，所述变换器反向功率流时的阶段1(t0-t1)：在t0时刻，s3开通。谐振网络中的谐振电流ilr以正弦形式上升。同时因为电感lm2被输出电压钳位，所以电感电流ilm2线性增加。整流侧体二极管流过的电流取决于ilr和ilm2之差。s4保持截止并且无电流流经这一推挽支路，其电压vds4为2倍输入电压vin。

进一步地，如图10b所示，所述变换器反向功率流时的阶段2(t1-t2)：当ilr谐振电流通过峰值并在t1时刻下降到和ilm2相等时，整流侧体二极管电流减少为零，d1和d2零电流关断。这时lm2脱离输出电压和电容c1的钳位作用，从而参与谐振过程。在另一半桥支路中的状态和上一阶段保持相同没有变化。

进一步地，如图10c所示，所述变换器反向功率流时的阶段3(t2-t3)：在t2时刻，s3关断。电流is3开始对s3的co3进行充电，加在变压器两端的电压开始逐渐下降。由于变压器的耦合作用，在另一半桥支路中s4的co4需要不断放电以满足电压平衡关系，vds4开始逐渐下降。此时，co3和co4参与了谐振，通过s3和s4的电流is3和is4大小相同，方向相反。当vds3升至2倍输入电压时，该阶段结束，同时vds4下降为零。

进一步地，如图10d所示，所述变换器反向功率流时的阶段4(t3-t4)：当vds3升至2倍输入电压时，is3同时也减少到零。另一半桥支路中is4开始通过s4的体二极管d4续流从而回馈至输入端，这样就通过变压器在谐振网络中加入了反向电压，使得整流侧体二极管d1导通，励磁电感lm2被输出钳位而脱离谐振网络。类似于阶段1，此时谐振网络重新回归到lr和cr两个元件谐振。

图11a-11c示出根据本发明的进一步实施例的双向谐振变换器的谐振槽的另一种lc配置图。例如，根据实际考虑，高压侧可以根据需要替换。

根据图11a，示出了本发明的另一种应用，高压半桥由全桥电路替换。

根据图11b，示出了本发明另一种应用的正向功率流电路，此时低压侧为整流侧。

根据图11c，示出了本发明另一种应用的反向功率流电路，此时高压侧为整流侧。

所述双向dc-dc变换器谐振网络在正向功率流和反向功率流均工作在谐振状态。变换器电压变比k为：其中m为llc增益值，n为变压器匝比值。

将理解，此处描述的本发明的实施例仅作为实例，并可以在不偏离本发明范围的情况下做出各种更改和修改。