用于高频谐振变换器的隔离型电流检测电路和方法与流程

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及用于高频谐振变换器的隔离型电流检测电路和方法。

背景技术

谐振变换器由于效率高、功率密度大等优点，在整个电源领域正得到越来越广泛的应用。随着宽禁带器件的出现，谐振变换器的开关频率进一步被推到1mhz以上以进一步提高功率密度。对于高频谐振变换器，准确地检测谐振腔的电流能够帮助变换器实现反馈控制、保护、软启动、同步驱动等功能。

用于检测谐振腔电流的方法可以分为两类：非隔离型方法和隔离型方法。非隔离型方法包括电阻法和电容分压法，隔离型方法包括霍尔效应传感器和电流互感器。隔离型方法由于具有隔离、噪声小等优点而获得更为广泛的应用。霍尔效应传感器可以封装在一个小芯片中，结构紧凑，但是其带宽较低并且成本较高。相比之下，电流互感器的成本更低，带宽可以做的更高，因而电流互感器更加受欢迎。然而，当测量高频大电流时，电流互感器中变压器的损耗比较大，为了减小损耗，不得不选择截面更大的绕组或体积更大的磁芯，这导致了电流互感器难以小型化。此外，这两种隔离型方法的另一个缺点是需要打断被测电流的导线，然后将传感器串联进去，这会导致布线更加复杂以及由于导线长度的增加而引起的损耗增加。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种用于高频谐振变换器的隔离型电流检测电路和方法，该方法具有结构简单、体积小、损耗小等优点。

为达到上述目的，本发明采用了以下技术方案：

用于高频谐振变换器的隔离型电流检测电路，包括电阻r和变压器；电阻r和变压器的一次侧绕组串联后并联到高频谐振变换器的谐振电容cr的两端。

用于高频谐振变换器的隔离型电流检测电路的检测方法，采集变压器的二次侧绕组两端的输出电压vs，采用输出电压vs表征谐振电路中的被测电流ir，当1/scr<<r且slm<<r时，根据输出电压vs和被测电流ir成正比，计算得到被测电流ir。

作为本发明的进一步改进，输出电压vs和被测电流ir成正比具体计算步骤如下：

变压器等效到一次侧的励磁电感为lm，匝比为1：n；由拉普拉斯变换得到，变压器的二次侧电压vs：

当1/scr<<r且slm<<r时，忽略上式中1/scr和slm，得到：

因此，当信号频率在1/2πrcr到r/2πlm之间时，输出电压vs和被测电流ir成正比，增益为nlm/rcr。

用于高频谐振变换器的隔离型电流检测电路，包括电阻r和变压器；谐振电容cr的两端并联一个支路，该支路由两个串联的电容c1和c2组成，电阻r和变压器的一次侧绕组串联，然后并联到谐振电容c2的两端。

用于高频谐振变换器的隔离型电流检测电路的检测方法，采集变压器的二次侧绕组两端输出电压vs，采用输出电压vs表征谐振电路中的被测电流ir，当1/scr<<r且slm<<r时，根据输出电压vs和被测电流ir成正比计算得到被测电流ir。

作为本发明的进一步改进，输出电压vs和被测电流ir成正比，具体计算步骤如下：

变压器等效到一次侧的励磁电感为lm，匝比为1：n；由拉普拉斯变换得到，变压器的二次侧电压vs：

当1/sc2<<r且slm<<r时，上式中1/sc2和slm忽略，得到：

因此，当信号频率在1/2πrc2到r/2πlm之间时，输出电压vs和被测电流ir成正比，增益为

本发明的有益效果是：

本发明电流检测电路通过在谐振电容c两端并联一条支路，该支路上串联有电阻r和变压器的一次侧。本电路中，电阻r的值非常大，这使得在保证固定增益nlm/rc的情况下，流过电阻r和变压器一次测的电流非常小，电阻r和变压器的损耗都很低。由于流过电阻r和变压器一次侧的电流非常小，这使得在相同的最大磁密bm和输出电压vs的情况下，变压器的体积可以大幅减小，可以减小至电流互感器的1/7。本发明可以显著降低变压器绕组中的电流，具有以下优势：一方面变压器绕组损耗会显著降低；另一方面，可以选择更细的绕组导线、或者更小磁芯体积，有助于减小变压器的体积。此外，本发明仅需电阻和变压器两个元件，结构简单。

本发明所述的电流检测方法，在电流检测电路的基础上，只需要通过测量电压vs既可以表征谐振电路中的被测电流ir，通过一个参数的测试既可以快速的计算得到电流值，本发明所述方法损耗更小，变压器温度更低。

附图说明

图1是本发明所述方法的电路图；

图2是本发明所述方法的增益vs/ir幅频和相频特性曲线图；

图3是本发明所述的带分压电容电流检测方法的电路图；

图4是电流互感器的电路图；

图5是实验电路图；

图6是采用本发明所述方法测量1mhz、10a电流的实验波形图；

图7是在1mhz频率下采用本发明所述方法测得的vs-ir曲线图；

图8是在测量1mhz、12.5a电流情况下的实验温度分布图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明做详细说明。

本发明所述的隔离型电流检测方法的电路图如图1所示。具体为：在谐振电容cr两端并联一条支路，该支路是由电阻r和变压器的一次侧串联组成。变压器的励磁电感为lm，匝比为1：n。变压器的二次侧绕组两端电压为输出电压vs，通过测量该电压vs表征谐振电路中的被测电流ir。

根据图1的等效电路，由拉普拉斯变换可得，变压器的二次侧电压vs

当1/scr<<r且slm<<r时，上式中1/scr和slm可以忽略，得到

因此，当信号频率在1/2πrcr到r/2πlm之间时，输出电压vs和被测电流ir基本成正比，增益为nlm/rcr。

上述用于高频谐振变换器的隔离型电流检测方法的vs/ir幅频和相频特性曲线如图2所示，此时，lm＝100μh，n＝1，r＝20kω，cr＝50nf。当信号频率fs在1/2πrcr到r/2πlm之间时，vs/ir的幅度近似为0.1，相位近似为0°；当信号频率fs在1/2πrcr以下时，vs/ir的幅度小于0.1，并随fs的减小而下降，相位近似为90°；当信号频率fs在r/2πlm以上时，vs/ir的幅度小于0.1，并随fs的增加而下降，相位近似为-90°。因此，上述电流检测方法在1/2πrcr到r/2πlm之间的中频段可以对信号线性放大，对高频段的信号可以进行抑制，有很好的工作特性。

当谐振电容电压较高时，为了减小检测装置的损耗和体积，可在谐振电容两端并联一个支路，该支路由两个串联的电容c1和c2组成，将上述检测电路接在电容c2两端，c1和c2形成分压电路，如图3所示。由拉普拉斯变换得到变压器的二次侧电压vs：

当1/sc2<<r且slm<<r时，上式中1/sc2和slm忽略，得到：

因此，当信号频率在1/2πrc2到r/2πlm之间时，输出电压vs和被测电流ir基本成正比，增益为

为了阐述本发明在性能上的优势，将和传统电流互感器进行对比。电流互感器方法的电路如图4所示。当被测电流ir远大于励磁电流im时，输出电压vs和被测电流ir成正比：

为了公平比较本发明和电流互感器，假设两种方法的增益vs/ir相同并且变压器相同。当测量相同电流时，两种方法中变压器的励磁电流im是一样的，这是因为im＝vs/slmn，其中的参数是相同的。对于本发明，变压器一次侧电流等于励磁电流im，二次侧电流等于0。对于电流互感器，变压器一次侧电流等于励磁电流ir，二次侧电流等于ir/n。由于ir远大于im，因此，本发明所述方法中变压器绕组的电流是远小于电流互感器中变压器的电流。绕组电流的显著减小可以带来以下的好处：一方面变压器绕组损耗会显著降低；另一方面，可以选择更细的绕组导线、或者更小磁芯体积，有助于减小变压器的体积。

为了验证上述用于高频谐振变换器的隔离型电流检测方法的检测效果，进行了下述实验，实验电路如图5所示。实验电路中采用半桥电路作为激励源，谐振电感lr和谐振电容cr组成谐振腔。当半桥电路的开关频率接近谐振腔的谐振频率时，很小的输入电压就能够激励出很大的谐振电流，谐振电流也近似为正弦波。同时采用了电流互感器和本发明所述方法对谐振电流ir进行测量。电流互感器带宽是16khz-1mhz，最大测量电流20a，体积是109.2mm³。调研结果表明，这是当前能够测量1mhz，20a电流最小的变压器。本发明采用的变压器体积是15.2mm³，仅仅是电流互感器中变压器体积的1/7。

在被测电流的频率为1mhz，有效值为10a的情况下,分别采用本发明所述方法、电流互感器和电流探头测得的波形如图6所示。电流探头带宽50mhz，能够准确测量谐振电流，实验中作为参考。从图中可以看出，采用本发明所述方法和电流探头测量波形相同，相位一致。

采用本发明所述方法测量了当谐振电流ir从0a变化到14a时的输出电压vs,此时的频率为1mhz。图7显示了输出电压vs和被测电流ir之间的关系，可以看到二者之间具有很好的线性性。

此外，同时使用电流互感器和本发明所述方法进行电流检测实验，得到如图8所示的实验温度分布图。其中，被测电流频率为1mhz，有效值为12.5a。实验结果显示，电流互感器的变压器温度高达116℃，本发明所述方法的变压器温度仅有58.5℃，可见本发明所述方法的变压器温度更低，损耗更小。

尽管以上结合附图对本发明的具体实施方案进行了描述，但本发明并不局限于上述的具体实施方案，上述的具体实施方案仅仅是示意性的、指导性的、而不是限制性的。本领域的普通技术人员在本说明书的启示下，在不脱离本发明的权利要求所保护的范围的情况下，还可以做出很多种的形式，这些均属于本发明保护之列。