一种适用于并联逆变器环流纹波峰值控制方法及控制系统与流程

本发明属于电力电子领域，更具体地，涉及一种适用于并联逆变器的环流纹波峰值控制方法及控制系统。

背景技术：

电力电子变换器广泛应用在电力变换应用领域，为获得更大的功率输出，经常将变换器进行并联运行。并联逆变器高度模块化，并且具备容错控制能力，保障系统可靠性。另外，载波移相技术应用在逆变器并联系统，能够减小直流侧和交流侧电流纹波，从而减小直流侧电容和交流侧滤波器件。然而，载波移相技术带来了系统环流，环流会造成系统开关管损耗、无源器件损耗等，必须对其进行抑制。

利用耦合电感进行环流抑制，是一种常见的抑制并联逆变器中抑制环流的方法。在采用耦合电感进行环流抑制的逆变器并联系统中，最大磁密由逆变器环流峰值决定。通常为获得较小的耦合电感，设计的最大磁密往往接近于饱和磁密，但是，经过耦合电感的高频环流，在开关周期内分布并不均匀，这会导致耦合电感饱和磁密的利用率较低。

技术实现要素：

针对现有技术的缺陷和改进需求，本发明提供了一种适用于并联逆变器的环流纹波峰值控制方法，其目的在于，根据环流纹波峰值的变化实时调节开关频率，使得三相环流纹波峰值在开关周期内的分布更为均匀，从而充分利用耦合电感的饱和磁密。

为实现上述目的，按照本发明的第一方面，提供了一种适用于并联逆变器的环流纹波峰值控制方法，包括如下步骤：

(1)在当前控制周期，当控制器发出单个完整载波时，对三相电压调制信号进行采样，以计算三相占空比，并由此计算每个周期分段的实际作用时间；

(2)对于三相中的任意一相，根据每一个周期分段内的相电压压降以计算每一个周期分段内的环流纹波斜率，并根据环流纹波斜率和实际作用时间得到每个周期分段内的环流纹波，以由此预测当前控制周期内该相的环流纹波峰值；

(3)根据所预测的三相环流纹波峰值计算周期更新值，并利用周期更新值更新并联逆变器的开关周期，从而完成当前控制周期内的环流纹波峰值控制；

其中，周期分段为开关周期被并联的两个pwm信号划分所得的分段。

进一步地，步骤(3)中，根据所预测的三相环流峰值计算周期更新值的方法为：获得所预测的三相环流纹波峰值中的最大值，并计算固定开关周期下三相工频环流峰值与该最大值的比值，将该比值与固定开关周期的乘积作为周期更新值；

固定开关周期下三相工频环流峰值限定了环流纹波峰值的变化范围，通过以上方法计算周期更新值并跟新开关周期，能够使得实际的环流纹波峰值分布更均匀，从而提高耦合电感饱和磁密的利用率。

更进一步地，步骤(3)中，周期更新值的计算公式为：

其中，tn为周期更新值，ts为固定开关周期，icir_require为固定开关周期下三相工频环流峰值，icir_peak_a、icir_peak_b和icir_peak_c分别为所预测的a相、b相和c相的环流纹波峰值。

按照本发明的第二方面，提供了一种适用于并联逆变器的环流纹波峰值控制系统，包括：采样触发模块、环流预测模块以及开关频率更新模块；

采样触发模块与控制器相连，用于在控制器发出单个完整载波时产生触发信号并对三相电压调制信号进行采样，以计算三相占空比，并由此计算每个周期分段的实际作用时间；

环流预测模块的第一输入端用于接收三相电压信号，环流预测模块的第二输入端连接至采样触发模块的输出端，环流预测模块用于对于三相中的任意一相，根据每一个周期分段内的相电压压降计算每一个周期分段内的环流纹波斜率，并根据环流纹波斜率和实际作用时间得到每个周期分段内的环流纹波，以由此预测该相的环流纹波峰值；

开关频率更新模块的输入端连接至环流预测模块的输出端，开关频率更新模块的输出端与周期寄存器相连，开关频率更新模块用于根据所预测的三相环流纹波峰值计算周期更新值，并将所计算的周期更新值存入所述周期寄存器；

其中，周期分段为开关周期被并联的两个pwm信号划分所得的分段。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案，能够取得以下有益效果：

(1)本发明所提供的用于并联逆变器的环流峰值控制方法，在控制过程中，对三相环流纹波峰值进行实时预测，并根据所预测的结果实时调节下一个控制周期的开关周期，因此，能够在将环流纹波峰值控制在限定值以内的同时，使得环流纹波的分布更加均匀，从而能够更为充分地利用耦合电感饱和磁密。

(2)本发明所提供的用于并联逆变器的环流峰值控制方法，在预测三相环流纹波峰值后，先计算固定开关频率下三相环流峰值与最大预测值之间的比值，然后将该比值与固定开关周期的乘积作为新的开关周期，由此能够使得实际的开关频率在固定开关频率以下按照一定规律变化，从而有效降低并联逆变器系统的平均开关频率，进而有效降低开关损耗。

(3)本发明所提供的用于并联逆变器的环流峰值控制方法，会实时更新开关周期，因此开关频率有较大的变化范围，相应的电流谐波拥有更宽泛的频谱，从而能够有效降低emi(electromagneticinterference，电磁干扰)噪声峰值，改善逆变器性能。

附图说明

图1为现有的并联逆变器系统示意图；

图2为现有的单相环流等效电路图；

图3为现有的开关周期分段示意图；

图4为传统固定开关频率pwm策略下工频周期内三相环流示意图；

图5为本发明实施例提供的适用于并联逆变器的环流纹波峰值控制方法流程图；

图6为本发明实施例提供的变开关频率控制实现框图；

图7为本发明实施例提供的工频周期内三相环流示意图；

图8为本发明实施例提供的同一工况不同控制方法下的开关频率比较示意图；

图9为本发明实施例提供的同一工况不同控制方法下的emi噪声峰值比较示意图；(a)为采用本发明所提供的环流纹波峰值控制方法时emi噪声峰值示意图；(b)为采用传统的固定开关频率pwm策略时emi噪声峰值示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

在详细介绍本发明的技术方案之前，首先对并联逆变器系统的拓扑结构进行简要说明。图1所示为由两个逆变器并联而成的系统，不失一般性，以a相为例，其中，ia1和ia2分别为两个逆变器的a相输出电流，ia为a相总输出电流，则流经a相耦合电感的环流为：icir＝(ia1-ia2)/2；van1和van2分别为两个逆变器的a相输出电压；a相环流等效电路如图2所示。以单个开关周期为例，并联逆变器采用180度载波移相，2个a相pwm信号共有四个边沿，将整个开关周期划分为五个周期分段，如图3所示。da1和da2相等，但180度载波移相，每个周期分段作用时间可结合三相占空比和固定开关周期计算得出。每个分段内，环流纹波斜率dicir/dt＝(van1-van2)/(lu+ll+2mx)，其中，lu、ll为自感，mx为互感。基于单相环流纹波的预测方法，任一开关周期内环流纹波均可计算得出。采用固定开关周期时，三相环流分布示意图如图4所示，根据图4所示结果可知，工频周期内，环流纹波分布并不均匀，耦合电感磁密利用并不充分。为充分利用耦合电感磁密，需要对环流纹波峰值进行控制。

本发明所提供的适用于并联逆变器的环流纹波峰值控制方法，如图5所示，包括如下步骤：

(1)在当前控制周期，当控制器发出单个完整载波时，对三相电压调制信号进行采样，以计算三相占空比，并由此计算每个周期分段的实际作用时间；

在本实施例中，三相电压调制信号具体包括调制比m和电角度θ；

(2)对于三相中的任意一相，根据每一个周期分段内的相电压压降计算每一个周期分段内的环流纹波斜率，并根据环流纹波斜率和实际作用时间得到每个周期分段内的环流纹波，以由此预测当前控制周期内该相的环流纹波峰值；

(3)根据所预测的三相环流纹波峰值计算周期更新值，并利用周期更新值更新并联逆变器的开关周期，从而完成当前控制周期内的环流纹波峰值控制；

在一个可选的实施方式中，根据所预测的三相环流纹波峰值计算周期更新值的方法为：获得所预测的三相环流纹波峰值中的最大值，并计算固定开关周期下三相工频环流峰值与该最大值的比值，将该比值与固定开关周期的乘积作为周期更新值；

固定开关周期下三相工频环流峰值限定了环流纹波峰值的变化范围，通过以上方法计算周期更新值并跟新开关周期，能够使得实际的环流纹波峰值分布更均匀，从而提高耦合电感饱和磁密的利用率；

对应地，周期更新值的计算公式为：

其中，tn为周期更新值，ts为固定开关周期，icir_require为固定开关周期下三相工频环流峰值，icir_peak_a、icir_peak_b和icir_peak_c分别为所预测的a相、b相和c相的环流纹波峰值；

其中，三相电压调制信号包括调制比和电角度。

基于以上控制方法，即可实时对并联逆变器的三相环流峰值进行预测并相应地更新下一个控制周期的开关周期。

本发明提供的适用于并联逆变器的环流纹波峰值控制系统，如图6所示，包括：采样触发模块、环流预测模块以及开关频率更新模块；

采样触发模块与控制器相连，用于在控制器发出单个完整载波时产生触发信号并对三相调制信号进行采样，以计算三相占空比，并由此计算每个周期分段的实际作用时间；

环流预测模块的第一输入端用于接收三相电压信号，环流预测模块的第二输入端连接至采样出发模块的输出端，环流预测模块用于对于三相中的任意一相，根据每一个周期分段内的相电压压降计算每一个周期分段内的环流纹波斜率，并根据环流纹波斜率和实际作用时间得到每个周期分段呃逆的环流纹波，以由此预测该相的环流纹波峰值；

开关频率更新模块的输入端连接至环流预测模块的输出端，开关频率更新模块的输出端与周期寄存器相连，开关频率更新模块用于根据所预测的三相环流纹波峰值计算周期更新值，并将所计算的周期更新值存入所述周期寄存器；通过改变控制器的周期寄存器值，即可改变三角载波频率；

在本实施例中，三相电压调制信号包括调制比m和电角度θ；各功能模块的具体实现方式可参考上述方法实施例中的描述，在此不再复述。

采用本发明所提供的环流纹波峰值控制方法时，并联逆变器中三相环流纹波的分布如图7所示，与图3所示内容进行对比分析可知，相比于传统的固定开关频率pwm(csfpwm)策略，本发明采用变开关频率控制，任一开关周期内，环流纹波峰值仍被限定在要求范围内，环流分布更加均匀，即环流纹波峰值更接近最大环流峰值，因此耦合电感磁密得到较大利用。

图8和图9所示分别为在母线电压200v、调制比0.9、耦合电感0.5mh工况下采用本发明所提供的环流纹波峰值控制方法(vsfpwm)与采用传统的固定开关频率pwm(csfpwm)策略时，开关频率和emi噪声峰值的比较。根据图8所示结果可知，相对于csfpwm，vsfpwm开关频率在8khz和20khz之间变化，平均开关频率降低30.5％，从而直接降低逆变器开关损耗；对比图9(a)所示的采用vsfpwm时的emi噪声峰值与图9(b)所示的采用csfpwm时的emi噪声峰值可知，由于vsfpwm电流谐波具有更宽泛的频率分布，而csfpwm电流谐波只能分布在固定开关频率附近，则vsfpwm能有效地削低csfpwm的emi噪声峰值。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。