一种自激推挽式变换器电路、电源模块及电源系统的制作方法

本发明涉及开关电源，特别涉及自激推挽式变换器电路及相关的电源模块和电源系统。
背景技术：
：现有的自激推挽式变换器，总的来说分为两类：罗耶电路和井森电路。罗耶电路来自1955年美国罗耶(g.h.royer)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，通常简称为royer电路，这也是实现高频转换控制电路的开端；1957年美国查赛(jensen，大部份文献译作“井森”)发明了自激式推挽双变压器电路，后被称为自振荡jensen电路、自激推挽式jensen电路，大部份文献称作井森电路；这两种电路，后人都称为自激推挽式变换器，自激推挽式变换器在电子工业出版社的《开关电源的原理与设计》第67页至70页有描述，该书isbn号为7-121-00211-6。电路的主要形式为罗耶电路和井森电路。图1-1示出了罗耶电路的典型应用原理图，对应中国申请号为201210174076.7(简称为背景1)的图9，为了使得本申请的附图标记统一，图1-1将主功率变压器的附图标记变更为了b2，该专利申请名称为《一种自激推挽式变换器的短路保护方法》，图1-2示出了井森电路的典型应用原理图。罗耶电路的自振荡和驱动功能都由一只变压器完成，井森电路改由驱动变压器b1来实现，因此，井森电路的主功率变压器b2工作在不饱和状态。虽然井森电路的驱动变压器出现磁饱和，因为其体积小，磁饱和消耗的能量小，电路的总体变换效率比罗耶电路高。但这种情况被2011年11月中国申请号为201110436359.x和201110436259.7所改变，在罗耶电路中使用了有细部或局部的荣岭磁芯，使得变换效率大幅提升，从而使得器件更多的井森电路的生存空间降低，与相同条件下的罗耶电路比较，在工作电压、负载、温度发生变化时，井森电路的自振荡频率相对比较稳定，所以，很多场合仍在使用井森电路。图1-2与图1-1的启动电路不同之处在于电容c1接法不同，图1-1中的电容c1直接与偏置电阻r1并联，其中电容c1与电源vin连接的引脚，若改为接地，启动电路变为软启动，如图1-2所示，电容c1则是连接于反馈绕组中心抽头和输入地之间，这样的连接方法能解决图1-1电容c1在开机时因短路对推挽三极管的冲击，实现软启动，该改进申请人曾于2003年申请了实用新型专利zl03273278.3，事实上在人民邮电出版社的《电源变换技术》第41页的图2-18已公开，第56页图2-27也有公开，该书isbn号为7-115-04229-2/tn·353。并且本申请的发明人在背景1授权文件第0029段至0035段，以及其附图的图3-1至图3-7，给出了现有井森或罗耶电路的偏置电路的演变，还给出了详细的工作原理，证明了启动电路中的电容c1采取图1-1或图1-2的接法对电路的成功启动后的稳态工作均无影响。由于自激推挽式变换器为开环工作，因此频率响应好，在小信号模型中，其小信号状态下的输入阻抗为正。而其它各种闭环工作的开关电源的小信号输入阻抗是负的，即当输入电压因某种原因升高时，其它开关电源的消耗电流是减小的，以维持输出功率不变。正因为自激推挽式变换器的小信号输入阻抗是正的，元件少，可靠性极高，其并联或级联使用都非常简单，故自激推挽式变换器在未来的很长时间内，很难被其它电路拓扑取代，并被制作成电源模块作为器件直接销售，制作成电源模块的方法常见有两种，一种为塑封，成品的电源模块类似集成电路，采用环氧树脂类混合物，包括填充颗粒、固化剂，在模具中高温下成型，塑封电源模块使用方便；另一种为灌封，把电路板放入外壳中，灌入聚胺脂的双组份混合物或硅胶而成型，一般不方便制作成贴片式的器件，工程上使用略不方便。目前，应用自激推挽式变换器生产的电源模块，全球年产量在1亿以上，其中井森电路占比仍在15％以上，其输出功率多为1w，俗称微功率电源模块，生产厂家包括日本村田公司、美国德州仪器、德国recom公司、中国台湾minmax公司等、以及国内的几十家公司，均存在以下技术瓶颈。该电源模块应用于振动场合，如汽车、动车、高铁上时，经常在使用过程中出现失效，特别是塑封类的电源模块，由于电源模块已密封成型，只能整体更换，失效的机率并不高，装机投入使用一年的失效率约为千分之一，即1000ppm，这在汽车行业是不能接受的，汽车行业的期望是零缺陷，根据失效机理中的浴盆曲线，失效在第一年是比较高的，汽车行业最低期望在第一年的失效率能在8ppm以下，即百万分之八，同时在10年内的整体失效率也满足8ppm以下。目前国内外最为先进的工艺生产出来的产品失效率只能达到300ppm左右,而客户能够接受的只有8ppm，一旦有不良品被出货，这些不良品将被广泛应用于汽车、轨道交通、机械设备及工业通讯等领域，如引发事故后果非常严重，因此生产厂家只能在上线前进行检测，确保是100％合格后才上板装机，但仍有不良品出现，对此，汽车生产厂和微功率电源模块生产厂都想尽各种办法，如更换为全球排名前几的品牌，但问题仍在用户使用中出现。售后付出的成本极高，引起的索赔也很高昂。由于微功率电源模块使用于汽车等温度、湿度环境恶劣的环境，产品要求使用塑封或灌封，提高其环境适应性，这也导致了产品失效后，在拆解时就会破坏电源模块，因而极难进行失效分析，也无法进一步进行终极改良，实现零缺陷。此外，电源模块应用场合五花八门，对其输入电压、输出电压、输出路数、隔离耐压及封装等的要求也会存在非常多的需求，对于电源模块生产厂家而言，目前都是将输出整流电路集成在电源模块内部，这意味着单路输出和两路输出的产品需要各自设计制造，这会使得电源模块生产厂家的型号翻倍，导致管理成本和库存压力的增加。技术实现要素：有鉴于此，本发明要解决的技术问题是提供一种自激推挽式变换器电路，以及应用该自激推挽式变换器电路的电源模块，能降低电源模块的失效率，减少社会成本损失，并能降低生产厂家的管理成本和库存压力，本发明同时还提供应用该电源模块的电源系统，方便客户使用，并能实现应用上的拓展。本申请的发明构思在后文会有详细描述，主要思路是找出失效机理，再利用triz给出解决失效的方案，本发明解决上述技术问题的技术方案如下：一种自激推挽式变换器电路，至少包括：输入正端、输入地、启动电路、驱动部件、三极管tr1和tr2、主变压器b2，以及两个输出端；启动电路至少包括两个端子，即启动输入端和启动输出端；驱动部件至少包括三个端子，即驱动输入端和两个驱动输出端；主变压器b2至少包括两个原边绕组np1和np2以及一个副边绕组ns1；启动输入端连接自激推挽式变换器电路的输入正端，启动输出端连接驱动输入端；三极管tr1和tr2的发射极均连接至自激推挽式变换器电路的输入地，集电极分别连接原边绕组np1和np2的两个端头，基极分别连接两个驱动输出端；原边绕组np1和np2的中心抽头连接自激推挽式变换器电路的输入正端；副边绕组ns1的两端连接自激推挽式变换器电路的两个输出端；启动电路至少包括电流提供器件和启动电容，电流提供器件和启动电容的连接关系为以下两种之一：(1)电流提供器件和启动电容并联，并联后一端为启动输入端、另一端为启动输出端；(2)电流提供器件和启动电容串联，电流提供器件一端为启动输入端、另一端为启动输出端，启动电容串联在电流提供器件另一端和自激推挽式变换器电路的输入地之间；其特征在于：启动电容包括2只串联的电容，且2只串联的电容特性为随着端电压升高，容值降低。优选地，2只串联的电容为片式多层陶瓷电容器。优选地，电流提供器件为电阻，或为恒流源器件。对于罗耶电路的自激推挽式变换器电路，驱动部件为设计于主变压器b2中的两个反馈绕组nb1和nb2，反馈绕组nb1和nb2的中心抽头为驱动输入端，反馈绕组nb1和nb2的两个端头为两个驱动输出端。作为上述罗耶电路的自激推挽式变换器电路的第一种改进，其主变压器b2磁芯由主部和局部组成，主部和局部材质相同，截面积不同；或者主部和局部截面积相同，材质不同。作为上述罗耶电路的自激推挽式变换器电路的第二种改进，在其两只推挽三极管tr1和tr2的集电极之间连接一只电容。优选地，上述两只推挽三极管tr1和tr2的集电极之间所连接的电容容值小于1000pf。对于井森电路的自激推挽式变换器电路，驱动部件为独立设计的驱动变压器b1，驱动部件中还包括电阻r2，驱动变压器b1包括原边绕组nm以及两个反馈绕组nb1和nb2，反馈绕组nb1和nb2的中心抽头为驱动输入端，反馈绕组nb1和nb2的两个端头为两个驱动输出端，原边绕组nm和电阻r2串联,串联后的两个端子分别连接至三极管tr1、tr2的集电极。作为上述井森电路的自激推挽式变换器电路的第一种改进，其驱动变压器b1磁芯由主部和局部组成，主部和局部材质相同，截面积不同；或者主部和局部截面积相同，材质不同。作为上述井森电路的自激推挽式变换器电路的第二种改进，电阻r2两端并联一只电容。对应地，本发明提供的电源模块技术方案如下：一种电源模块，至少包括四个端子，分别为输入正端子、输入地、两个输出端子，其特征在于：包括上述自激推挽式变换器电路,自激推挽式变换器电路的输入正端、输入地和两个输出端对应连接至电源模块的输入正端子、输入地和两个输出端子。上述自激推挽式变换器电路和电源模块的技术方案为开放式的表达方式，即还可以包括某些其它的功能电路，如输入滤波电路、输出滤波电路和输出整流电路等，本发明电源模块以下两个技术方案要求还包括或者明确排除电源模块内部包括的某些其它的功能电路。注：某个功能电路可以仅为一只元器件，如电容可以为输入滤波电路、输出滤波电路，二极管可以为输出整流电路。此两个电源模块的技术方案如下：特别地，上述电源模块中还包括输出整流电路。特别地，上述电源模块中不包括输入滤波电容、输出滤波电容。当本发明的电源模块中不包括输入滤波电容和输出滤波电容时，应用该电源模块的电源系统的技术方案如下：一种电源系统，其特征在于：包括外接的输入滤波电容和输出滤波电容，以及上述电源模块，输入滤波电容与电源模块的输入正端子和输入地并联，输出滤波电容与电源模块的两个输出端子并联，且输入滤波电容和输出滤波电容与电源模块之间的距离都≤λ/11，λ为电源模块的工作频率对应的波长。本发明涉及的名词注解如下：输入滤波电容：连接在自激推挽式变换器电路输入端的电容，用于滤除输入电压中的纹波，如图1-1和图1-2中的电容c2。它可以是上级供电电源的滤波电容或电池本身，含超级电容。输出滤波电容：连接在自激推挽式变换器电路输出端的电容，用于滤除输出电压中的纹波，如图1-1和图1-2中的电容c3。它可以是下级电源的的输入滤波电容或电池本身，含超级电容。输出整流电路：连接在自激推挽式变换器电路副边绕组与输出端之间的电路，用于将副边绕组输出的正负交流电压整流为直流电压输出，如图1-1和图1-2中的二极管da和db组成的电路。启动电容：实现自激推挽式变换器电路快速启动或软启动的电容，如图1-1和图1-2中的电容c1。不仅在启动时有作用，在正常工作时启动电容仍起作用，如前文所述，在背景1授权文件中有论述。推挽三极管：实现自激推挽式工作的三极管，如图1-1和图1-2中的三极管tr1和tr2。驱动变压器：井森电路由磁饱和变压器单独完成自振荡和驱动功能，本申请将该磁饱和变压器称之为驱动变压器，如图1-2中的b1。主变压器：主功率变压器的简称，用于向负载传输能量的变压器，将电压变换为所需要的数值，其原边中心抽头连接于供电电源，即自激推换式变换器的工作电压，其原边另两个端子分别与推挽三极管的两个集电极相连，副边绕组接一路或多路输出整流电路，如图1-1和图1-2中的变压器b2。反馈绕组中心抽头：指连接于两只推挽三极管基极之间的绕组的中心抽头，如图1-1的主变压器b2的绕组nb1和nb2的中心抽头，或图1-2中驱动变压器b1的绕组nb1和nb2的中心抽头。本发明的电源模块解决了长期以来相关人员一直渴望解决但始终未能获得成功的技术难题，发现过程和方法，以及工作原理将在具体实施例中进行分析，在此不赘述。本发明的自激推换式变换器的有益效果为：(1)失效率大幅降低，可以实现1ppm以下的失效率,满足汽车级的需要；(2)产品型号将减少,客户使用的通用性增加。附图说明图1-1为罗耶电路的典型应用原理图；图1-2为井森电路的典型应用原理图；图2所示为本发明启动电路所采用的陶瓷电容在直流偏压下的容值变化曲线图；图3为本发明第一实施例电源模块典型原理图；图3-1为本发明第一实施例输出电压的波形图；图3-2为本发明第一实施例客户外接输出整流及滤波电路的原理图；图3-3为图3-2假定滤波电容c3不存在时且使用纯阻性负载时电压波形图；图3-4为本发明第一实施例获得共地的双路输出的原理图；图3-5为本发明第一实施例获得倍压输出的原理图；图3-6为本发明第一实施例增加一路副边绕组获得独立双路输出的原理图，也是为本发明第五实施例电源模块在电源系统中应用的原理图。图3-7为本发明第一实施启动电路替换为电容c1和电阻r1并联后的原理图；图4为本发明第二实施例电源模块典型原理图；图4-1为本发明第二实施例获得共地的双路输出的原理图；图4-2为本发明第二实施例增加一路副边绕组获得独立双路输出的原理图；图5-1为本发明第三实施例电源模块主变压器磁芯结构示意图之一；图5-2为本发明第三实施例电源模块主变压器磁芯结构示意图之二；图5-3为本发明第三实施例电源模块主变压器磁芯结构示意图之三；图6为本发明第四实施例电源模块典型原理图。具体实施方式本发明所针对的失效是业界长期以来希望攻克的技术难题，电源模块产品使用塑封或灌封来提高其环境适应性，这也导致了产品失效后，在拆解时就会破坏电源模块，因而极难进行失效分析，也无法进一步进行终极改良。申请人收集了很多失效的样品，按传统的方法分析，得到的结论无非都是推挽用的三极管击穿，电源模块由于在电路板上再次充当器件，再一次经历回流焊而引发电容开裂，引发短路，或内部使用的整流用肖特基二极管击穿。发明人留意到，电源模块对外体现出来的短路，其短路阻抗分布较广，从0.1ω到近10ω都有，在2ω左右较多，这与半导体失效体现出来的分布不同，猜测是其它原因引起的失效，但是查阅很多资料，咨询过国内很多专家，都没有令人信服的解释，这时，同事刘坤明提出，是否为纯锡在第二次回流焊中引起的短路呢。电源模块本身在生产中，使用的锡膏均为合金，又叫焊锡膏,主要由助焊剂和焊料粉组成，焊料粉又称锡粉，主要由锡铅、锡铋、锡银铜合金组成，像其它厂家一样，选用了高熔点焊锡膏，熔点在280℃以上，它的特点是含铅量高，这也是针对高可靠性要求的行业对铅含量不作要求而采用的高铅焊锡，按理说，在客户端当器件再次回流焊时，温度是严格控制在260℃以下的，电源模块内部的焊点不应该再次熔化，投入数万只产品，每批5000只，用不同温度试验，发现在235度至265度之间温度范围内，产品确实会出现失效，主要为短路。纯锡的熔点为231.89℃，但是电源模块内部的纯锡从什么地方来呢。电源模块内部器件的引脚多为纯锡镀层覆盖的引脚，申请人再次使用了本
技术领域：
常见的方法：替代法。用电化学工艺，对参与的器件引脚退镀除锡，并镀上银层，其熔点在961℃以上，应该克服这一问题，但是结果仍有短路，经过费用高昂的透明水晶胶切片分析，发现仍是纯锡引起的短路，进一步联想到是焊锡膏中锡粒直径过大，要求焊锡膏供应商在锡粉制备时，电火花电流降低，获得更小直径的锡粒，焊锡膏供应商直接采用了日本、德国进口的地球上最小颗粒的原材料，配合行业解决问题，试验表明，仍存在几乎相同失效率。这时，发明人留意到电源模块内的电容均为贴片式电容器，业界叫片式多层陶瓷电容器，英文缩写为mlcc，俗称贴片电容，它由印好电极(内电极)的陶瓷介质膜片以错位的方式叠合起来，经过一次性高温烧结形成陶瓷芯片，再在芯片的两端封上金属层(外电极)，以实现所需的电容值及其他参数特性。这种电容内部有多层，内电极为银层，还有电介质的陶瓷材料，它们的热膨胀系数不一样，像多块饼干叠加在一起，在贴片时很难保证其中的片状面与电路板是平行的，是否也会出现垂直90度的情况呢，即电容在贴片时，是否被轴向旋转了90度，注：轴穿过两个端子的几何中心。经过水晶胶切片分析，发现存在短路的10只样品，8只是由于电容被旋转了90度贴片了，发明人猜想：电容被旋转了90度以后，以电路板水平放置为基准，与电路板平行的顶部出现很多潜在的槽沟，在高温下，纯锡先行熔化，受塑封或灌封的密闭环境影响，在这个槽沟中向前飞奔，短路了两个端头。贴片机本身是不可能完成这一动作的，询问贴片电容的供应商，电容的供应商承认电容是随机编带在盘状的料盘中的，即在贴片时，有可能近50％的机率是轴向旋转了90度。这只是猜想，在包括水晶胶切片拆解产品时，短路会消失，无法验证这一猜想，发明人再次提出新的实验方法：从外部使用低压大电流的电源，能否利用短路形成的内阻发热，溶化锡，并利用液态锡的表面张力，自行回缩成球形，或有这种趋势，从而让短路点消失？经过计算，与结合实验，最后用最大输出电压5v，恒流输出2a的电源，对输入端短路的电源模块进行实验，发现短路点真的消失了；对电源模块输出端子短路的电源模块进行实验，需要注意极性，否则会烧毁内部的整流二极管，发现短路点同样消失了，产品的性能恢复。在客户端当器件再次回流焊时，纯锡在流动中，部分纯锡因表面张力的作用，会呈球状锡球，像水滴一样，分布在槽沟中，并没有引起短路，但在终端客户使用中，由于振动的影响，锡球会移动，从而引发短路。这种情况，使用上述的方法，无法事前修复。另外，上述的10只样品中，还有2只不是因为纯锡引发的短路造成的，使用上述的方法，无法事前修复。经过细心的切片分析，这两只短路的原因为：电容开裂引起，多层陶瓷电容器开裂后，两个端子对应的银层会错开，也会引起短路，这种短路用上述的方法无法修复。从2011年至2018年，大量的客退品抽样分析看，电容开裂占比约为总失效的22％左右。特别采用金属薄板的引线框架作为电路板的塑封产品，比例更高。找到了根因后，解决这一问题的方案，似乎有了，那就是不要输入电容和输出滤波电容，启动电容在正常工作时，影响效率与输出短路保护，无法省去。但是客户一定是不会同意的，客户会这样想：不要输入滤波电容和输出滤波电容，这很显然降低了电源模块的性能，电磁兼容性一定也在恶化。由于里边是3只多层陶瓷电容器，平均一只的失效率为333ppm，不要输入电容和输出滤波电容，失效率仍在333ppm,采用体积更大的电容，如0805的电容换为1210封装的电容，可望解决这一问题，但是多层陶瓷电容器的生产厂，以tdk为首，每家厂都在小型化，连0805封装的都要退出市场，主流在用0603的，甚至向0402的进化，像手机行业已经在采用0201封装的多层陶瓷电容器。本发明采取的方案如果只是把这只无法去掉的启动电容，采用两只贴片电容串联，当其中一只短路，另一只仍起作用，但容量变化一倍，电源模块的特性变化较大，客户不易接受。即使发现了根因，启动电容能够拆分为两个串联的电容，看似容易想到，但是本领域的技术人员将电容串联的一般目的都是为了提高耐压，也有用于减小容值的情况，此时是因为手头标准容值的电容不合适，通过串联的方式可以获得更小的容值，此种应用受惯性思维影响并不多见。而其它电容外置对于本领域的技术人员而言是容易想到，但是受制于电磁兼容标准要求的限制，并没有人认为这是可行的解决方案，因此国内外即使最为先进的生产厂家，一直以来都是致力于焊接材料及焊接工艺的改进，2011年至2013年日本村田公司就申请了焊接材料及焊接工艺的多项专利来用于自激推挽式变换器电路的电源模块。以至于自1955年该电路产生以来虽然被广泛应用，但历经60余年一直无法进一步降低失效率。本申请的发明人突破常规思维，提出启动电容c1可以改为两只电容c11和c12串联，以及输入滤波电容c2、输出滤波电容c3可以外置，理论基础如下：(1)启动电容c1可以改为两只电容c11和c12串联的理论基础本发明启动电容c1可以改为两只电容c11和c12串联，要实现发明目的还要求两只电容c11和c12的容值随着端电压的增加而下降，根据电容特性可知，串联电容中的各电容容值与总容值的关系如下：c11×c12/(c11+c12)＝c1这里用下标表示对应电容的容值，c11表示c11的容值，c12表示c12的容值，c1表示c1的容值，因此，标称情况下c11＞c1，c12＞c1。在通常的情况下，为了降低成本，c11和c12会采用相同型号的电容，那么，计算变得很简单，总的容量是单体参与串联电容的一半，即c1＝0.5c11＝0.5c12。假设电容c11、c12中的电容c12短路，将只剩电容c11工作，全部容值因此只由电容c11来提供，如为标称情况，前面已分析c11＞c1，c11＝2c1为一倍关系。但由于电容c12短路后原本分给电容c12的工作电压也会施加到电容c11两端，电容c11的工作电压会增加一倍，由于多层陶瓷电容器的特性为：容值随着端电压的增加而下降，因此此时电容c11的容值会有所下降，假设下降的容值为δc，则电容c11下降后的容值为(c11-δc)，通过合理的参数设计，可以实现(c11-δv)与c1相差不大，从而能够实现发明目的。而通过概率论可知，如果其中一只电容短路导致失效的概率为333ppm,那么两只串联电容同时因短路导致失效的概率为333ppm×333ppm，相乘结果为0.11ppm，失效率瞬间获得了预料不到的下降，如果将输入滤波电容和输出滤波电容也都改为两只串联，最终失效率为1ppm，轻松满足客户对产品的品质要求，受制于客户对产品体积的要求，输入滤波电容和输出滤波电容也改为两只并不现实，较为理想的解决方案为将它们外置，这两个电容能够外置的理论基础将在下文详细说明。那么，特性为容值随着端电压的增加而下降的电容如何获得呢，本领域的技术人员所知悉的是，越是高品质的电容，随着端电压的升高容值变化越小，目前国产品质不高的片式多层陶瓷电容器(下文简称为国产贴片电容)，由于采用压电陶瓷材料，受制于压电陶瓷本身的电特性，其表现出来的特点正是随着端电压升高容值明显降低。图2所示为本发明启动电路所采用的陶瓷电容在直流偏压下的容值变化曲线图，测试样品来自国内某公司的473k/10v，0603，x7r片式多层陶瓷电容器，即容量为0.047uf的贴片电容，该图为发明人实测。通过该曲线图可以看出，直流偏置电压为正和为负时的容值变化曲线对称，随着直流偏置电压的增加，电容的容值下降，当直流偏置电压增加到10v的时候，电容的容值仅为标称值的5％。这种不良特性是各贴片电容生产厂刻意回避的，在他们的使用手册上，都会忽略这种曲线，或把美化后的曲线展示给用户，也使得用户忘了贴片电容还存在这种不良特性。本实施例需要的正是这种品质不高的mlcc电容，从而才能实现串联电容其中一只短路，另外一只因工作电压升高导致容值下降，从而该另外一只电容实际提供的容值与两只串联电容正常时提供的容值相差不大，这样不仅能解决电容短路带来的产品失效率居高不下的技术问题，还使得低品质电容的不良特性得以变害为利，从而实现了原材料成本的降低。众所周知，npo或c0g的电容，容值极为稳定，同样的容量，成本高十多倍，其容值与电压的关系很弱，显然不宜用在本发明中，效果较差。而x7r的特性较差，效果却很好。而x5r或y5u等特性更差的贴片电容，效果却更好。(2)输入滤波电容c2、输出滤波电容c3可以外置的理论基础根据公知的电学理论,有：c＝λf其中：c：电磁波的传播速度，为3×108m/s；λ：波长，单位为m；f：频率，单位为hz；本发明要求外置电容距离电源模块的距离≤λ/11，此时其对空间产生的电磁辐射微乎其微，可视为不对空间产生电磁辐射，损耗也较小，效果较好。相关的理论依据没有直接论据，较近的可以参考中国电源学会第二十一届学术年会论文《最小回路在emc设计中的应用》，论文在2015年11月发表，该论文作者为本申请的发明人，文中指出“高频信号的1/4波长若与天线的长度相同，天线就具有良好的辐射与接收能力……天线一旦形成，那么回路中存在阶跃信号时，该天线会自动选出与之谐振的频率发射出去”,而本发明的变压器输出正是方波，其上升沿或下降沿就是阶跃信号，那么，为了减少对外的辐射，外置电容距离电源模块的距离要在1/4波长以内，更优地，在1/4波长的一半以下，即1/8波长以下。为了进一步的确保效果，外置电容距离电源模块的距离要在1/4波长的黄金分割点以内，即(1-0.618)，为0.382倍1/4波长，最为接近的为λ/11。由于自激推挽式变换器电路的工作频率主要为50khz、100khz和200khz，目前最高频率可以做到1mhz，未来有望实现10mhz的突破，针对不同工作频率的自激推挽式变换器电路，外置电容距离电源模块的距离计算如下：工作频率波长λλ/1150khz6000m545.4m100khz3000m272.7m200khz1500m136.3m1mhz300m27.27m10mhz30m2.727m回路中存在阶跃信号时，该天线会自动选出与之谐振的频率发射出去，根据工程经验,谐波的19次谐波仍有很可观的辐射能力，即使将自激推挽式变换器电路的工作频率乘以19，那么，外置电容距离电源模块的距离要在1/11波长的19分之一以内，即1/209波长以内,依然能满足电磁兼容标准的要求，以下为此种情况下外置电容距离电源模块的距离计算结果：当模块工作频率为1mhz时，距离为1.44米，仍可保证电磁兼容的性能。第一实施例请参阅图3，图3为本发明第一实施例电源模块典型原理图，采用了类似集成电路的画法，外边有引脚，外框用虚粗线，表示内部的器件集成在一起封装，外框的虚粗线不表示电气连接，电源模块包括输入正端子vin、输入地gnd和两个输出端子out1和out2，电源模块内部包括：电阻r1、电容c11、电容c12、三极管tr1、三极管tr2、主变压器b2、原边绕组np1和np2，反馈绕组nb1和nb2，以及副边绕组ns1；电阻r1的一端连接输入正端子，电阻r1的另一端经串联的电容c12、电容c11后连接输入地；三极管tr1和tr2的发射极均连接至输入地，集电极分别连接原边绕组np1和np2的两个端头，基极分别连接反馈绕组nb1和nb2的两个端头；原边绕组np1和np2的中心抽头连接电源模块的输入正端子；副边绕组ns1的两端连接电源模块的两个输出端子。本实施例的电源模块内部的自激推挽式变换器电路为软启动方式的罗耶电路，要求电容c11和电容c12随着端电压的增加而下降，电源模块内部没有集成输入滤波电容、输出滤波电容和输出整流电路。显然，电容c11和电容c12互换位置同样实现发明目的。图3-1是本实施例输出电压的波形图，同现有技术，为正负电压交替出现的方波；当客户外接图3-2所示的电路后能获得单路输出电压，由于只使用了一只二极管d1，当输出滤波电容c3不存在，且使用纯阻性负载时，其输出电压的波形图如图3-3所示，为半波输出，这时c3的容量应加大，以获得合乎要求的纹波电压，前面论述过，当模块工作频率为1mhz时，距离为1.44米，仍可保证电磁兼容的性能。即c3离电源模块1.44米以内即可，很显然，在客户的系统中，完全可以利用其系统中的原有退耦电容充当c3，而不用增加成本，由于原有的退耦电容可能是电解电容与1000pf至0.1uf的陶瓷电容并联组成，总体容量因为使用了诸如钽固态电解电容而比较大，因此滤波效果会很好。半波输出并不会对推挽用三极管造成任何不利影响，仅为其中一只三极管一直处于轻载状态。当把图3-2中的二极管d1反接时，就可以获得负电压输出，不再以实施例单独列出。当然，直接把图3-2中二极管d1的阴极与c3的上引线连接点当作直流输出地线，那么与c3的另一条引线相连的直流输出端就会输出一个负压，一样可以正常工作。在二极管d1之前，即图3的两个输出端子直接并联一个小容量滤波电容，仍然可以吸收方波的上升沿和下降沿，有利于电磁兼容性的提升。由于电源模块内部没有二极管，众所周知，由于开关电源工作频率较高，其输出整流二极管多采用肖特基二极管，作为电源模块，客户贴装或插装到他们的电路上以后，会再次回流焊或波峰焊，而大部份器件，都是按等效260℃耐受12秒来设计的，承受2次高温，对于肖特基二极管来说，引起的失效急剧上升。欧盟通过rohs和weee指令，于2006年7月1日禁止使用铅和其它有害物质，拉开了电子产品高温焊接的开始，传统锡铅共晶焊料的熔点为183℃，而目前得到普遍认可与广泛采用的锡银铜(sac)无铅焊料的熔点大约为217℃，使得热致失效大大加剧，各相关器件厂商是经过多年研究，才让器件能在260℃下，支持12秒的焊接，以展示自己的可靠性。这并不代表，器件在260℃下，12秒焊接是可靠的，是无损的，器件生产商只能保证在这个高温下，失效率低于某个值。同期，作为高品质的电子产品生产商，其回流焊的温度仍控制在245℃以下；这里我们要留意一个事实，这类产品是民品，其寿命要求不高，如mp3，能连续工作3000小时，消费者的满意度就比较高了，3000小时后，返修率低于3％就已是很好的产品，而这个要求，用于开关电源就会引起重大投诉。用于汽车上，更是无法接受。从科学的角度来讲，持续高温对半导体是有负面影响的。集中表现为：绝缘性能退化；元器件直接损坏；材料的热老化。这得从半导体的特性说起，目前的电子工业用的半导体，通常指硅半导体，硅本身是很强悍的，熔点为1410℃，这并不代表要到1410℃才坏，一般在165℃下，通电的硅半导体就基本上因为少子的大量出现，少子的定向移动而直接损坏硅半导体；在肖特基二极管中，通常掺杂浓度越高，半导体的导电性就会变得越好，压降越低，原因是能进入导带的电子数量会随着掺杂浓度提高而增加。掺杂浓度非常高的半导体会因为导电性接近金属，而被广泛应用于肖特基二极管。再次的高温回流焊等，硅半导体尽管没有通电，可以存活下来，但在高温下，少子的大量出现，和多子的结合、再生，其无定向运动仍对半导体pn结是有损伤的。众所周知，在165℃的结温下，通电的硅半导体就因为少子的大量出现，少子的定向移动而直接损坏硅半导体。本实施例把整流二极管外置，使得整流二极管只承受一次焊接高温，显然降低了整个系统的的失效率，提高了整个系统的可靠性。整流二极管外置，由于外接电容c3容易用低成本的电解电容加大容量，使得电源模块的副边绕组由图1-1、图1-2中的两个绕组，简化为一个绕组，节约了成本。整流二极管外置，还获得另一个有益效果：轻松获得共地的双路输出，参见图3-4，即可获得双路输出，推挽用三极管都处于有载状态。进一步地，若把图3-4中的负输出作为地线，那么，就可得到倍压输出，如想得到18v直流电压，仅需使用本发明的9v的电源模块，使用图3-5的用法即可。整流二极管外置，还获得另一个有益效果：轻松获得独立双路以上的输出，独立双路,是指它们不共地，图3-6给出了这种电源模块及其用法：增加了一路副边绕组ns2，相应地，外置整流二极管增加d2，滤波电容增加c5，获得另一路直流输出电压，即图中dcout2这路，其电压可以与dcout1这路相同，也可以不同，改变匝比即可，而且两路电压的正负极性可以任意设置。留意图3-6中副边两路的同名端，这是为了确保推挽用三极管都处于有载状态。传统的使用图1-1、图1-2技术方案的，获得双路不共地的方案，副边要使用4个副边绕组，成本高，绕制困难。图3-6的技术方案，再增加一只二极管，可以获得三路输出，其中二路共地，与第三路不共地；进一步再增加一只二极管，共四只二极管，可获得四路输出，其中第一路、第二路共地，第三路与第四路共地,第一路、第二路和第三路与第四路不共地。需要说明的是，本实施例的启动电路由电阻r1和电容c1组成，电阻r1为电流提供器件，为电源模块提供启动电压，电阻r1可以用电阻并联电容或者恒流源替代，同样可以实现发明目的，电容c1在电源模块上电时可以吸收三极管tr1和三极管tr2上的尖峰电压，避免三极管因此而烧毁，从而实现电源模块的软启动。图3-7示出了第一实施例的另一种替代实施方式，启动电路包括电流提供器件电阻r1和电容c1，电阻r1一端为启动输入端，另一端为启动输出端，电容c1和电阻r1并联，电阻r1可用恒流源器件替代,这种恒流源的用法在中国申请号为201110200894.5中已充份公开，这里不再给出说明。此外，本实施例电源模块内部的自激推挽式变换器电路也可替换为其它实施方式，如图1-2所示的井森电路，或图1-2中的启动电路改为图1-1所示方式之后的电路，这些替代实施方式均可以实现发明目的，在此不展开一一举例说明。当然，在c11和c12串联的连接点上，接一只高阻值电阻，如10k以上的，高阻值电阻的另一端连接输入正端或输入地，实施效果会进一步提升，只是在体积很小的电源模块中，增加一只元件，都是违背了模块的设计初衷：小体积、高可靠，在本发明中，并不提倡这种画蛇添足的用法。第二实施例请参阅4，为本发明第二实施例电源模块原理图，与第一实施例的图3不同之处在于将图3-2所示的输出整流二极管d1集成到了电源模块内部，对于不愿外部设计输出整流电路的客户而言，这样的设计可以满足其需求。本实施例内部去掉输入滤波电容和输出滤波电容，客户的电源系统依然能够满足电磁兼容的设计方法和理论依据上文已说明，此处同样不再不赘述。第二实施例的有益效果是，客户原来的系统无需进行任何改动，可以直接使用第二实施例的电源模块替代诸如图1-1、图1-2的原有模块，使用极为方便。同样，第二实施例内部集成的二极管再增加一只二极管d2，得到图4-1的实施例，可获得共地的双路输出；图4-2示出了第二实施例内部再增加一个绕组ns2，串接二极管d2，轻松获得不共地的双路以上的输出，同样，图4-2的技术方案，再增加一只二极管，可以获得三路输出，其中二路共地，与第三路不共地；进一步再增加一只二极管，共四只二极管，可获得四路输出，其中第一路、第二路共地，第三路与第四路共地,第一路、第二路和第三路与第四路不共地。启动电路包括电流提供器件电阻r1和电容c1，在图中，c1为c11和c12串联后的电容，电阻r1一端为启动输入端，另一端为启动输出端，电容c1改为和电阻r1并联，同样实现发明目的。电阻r1，或为恒流源器件,这种恒流源的用法在中国申请号为201110200894.5中已充份公开，这里不再给出说明。第三实施例请参阅图5-1、图5-2和图5-3，为本发明第三实施例电源模块主变压器磁芯三种结构示意图，电路图结构同第一实施例或第二实施例，这里不再赘述。第三实施例的发明构思为主变压器b1的磁芯由主部a和局部b组成，局部在相同的由小到大的磁场激励下比所述的主部先达到磁饱和，如此一来，磁芯在工作时，局部只在瞬间接近或达到局部第一象限饱和点或第三象限饱和点，其它时间都在固有的第一象限饱和点和第三象限饱和点之间，由于自激推挽式变换器电路在磁芯饱和时会消耗大量的能量，局部磁饱代替全部磁饱和的发明构思可以使得效率得到显著提升。这种磁芯在业界被称为荣岭磁芯。这部分的工作原理可以参见中国申请号为201110436359.x、201110436259.7的专利说明书。图5-1所示磁芯主部a和局部b材质相同，主部截面积大于局部截面积，所述的局部在相同的由小到大的磁场激励下比所述的主部先达到磁饱和。局部在工作时，只在瞬间接近或达到局部第一象限饱和点或第三象限饱和点，局部占整个磁芯长度越小效果越好；图5-1的磁芯来自中国申请号为201220206952中的图7、图8的方案，这里仅去了磁芯上两个凸起而已。图5-2所示磁芯主部a和局部b材质不相同，主部截面积小于局部截面积，局部使用高导磁率的材料，实现局部在相同的由小到大的磁场激励下比主部先达到磁饱和。局部在工作时，只在瞬间接近或达到局部第一象限饱和点或第三象限饱和点，局部占整个磁芯长度越小效果越好；图5-3所示磁芯主部a和局部b截面积相同，材质不同，如果局部磁导率大于主部磁导率，即局部使用更高导磁率的材料，也可实现局部在相同的由小到大的磁场激励下比主部先达到磁饱和。局部在工作时，只在瞬间接近或达到局部第一象限饱和点或第三象限饱和点，局部占整个磁芯长度越小效果越好。图5-3的磁芯来自中国申请号为201220206952中的图12的方案。对于电源模块内部的自激推挽式变换器电路为井森电路的情况，则为驱动变压器b1为图5-1、图5-2和图5-3中的三种磁芯结构，其发明构思相同，在此不赘述。第四实施例请参阅图6，为本发明第四实施例电源模块典型原理图，与第一实施例不同之处为在两只推挽三极管的集电极之间并联有电容c4，目的在于消除推挽三极管在上电时因特征频率过高而产生高频自激，增加电容c4后，高频自激会衰减振荡或振荡频率下移，两只推挽三极管便能在十几个周期内，很快进入利用磁心饱和特性进行的推挽振荡中，实现电路的快速启动，另外高频自激得到了有效控制，不再损坏推挽三极管。并且还能获得输出短路保护功能，其工作原理详见中国申请号为201010604284.7。对于电源模块内部的自激推挽式变换器电路为井森电路的情况，则为与图1-2中的电阻r2两端并联电容c4，同时，图1-2中的c1也要替换为c11和c12串联，在主变压器b2输出出现短路时，因c4的存在，电源模块中电路的振荡频率升高，尽管在高频下，驱动变压器b1的传输效率降低，这也是公知的开关电源磁心材质的特性。三极管tr1或三极管tr2得到的反馈电压减小，但频率升高后，电容c4的内阻减小弥补了反馈电压减小，使得电路得以在高频下维持振荡。这时，主变压器b2同样因为传输效率降得较低，副边短路引起的损耗，折算到原边并不大，电路的工作电流可以控制在较低的范围内，获得输出短路保护功能，其工作原理详见中国申请号为201110247645.1文献，特别是0077段至0083段的工作原理描述。第五实施例请参阅图3-6，为本发明电源模块在电源系统中应用的原理图，本实施例应用的是第一实施例的电源模块增加一路副边绕组获得独立双路输出的情况，输入滤波电容c2和二极管d1、d2，输出滤波电容c3和c5由客户在其电源系统中设计，焊接在客户的电路板之上，由于c2可以是上一级开关电源的输出滤波电容，而无需专门安装，因此图3-6未画出输入滤波电容c2。以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制。对于本
技术领域：
的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，如使用后来出现的容值能随工作电压下降的电容串联，替代启动电容；如用三只以上电容串联或混联替代启动电容；再如，在启动电容中串联低阻值电阻，访电阻阻值是偏置电阻阻值的五分之一以下；如把n型三极管换成p型的，把电源电压反过来；或采用mos管实现上述的恒流源电路；以及将本发明的构思应用于非自激推挽式变换器电路以及相关的电源模块和电源系统，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。当前第1页12