本发明属于电能变换技术领域,具体涉及一种三相双向电能变换装置及其控制方法。
背景技术:
随着电力电子技术和电感负载的广泛应用,人们对功率因数的要求越来越高。现有技术中,通常使用二极管构成的全桥电路作为与交流电源的接口。然而,这种整流电路的非线性性质会进一步在交流电源中产生谐波电流,导致功率因数恶化,敏感设备故障,电路效率更低。
基于电能质量问题的严重性,已知技术中,在大容量设备系统中,需要增设有源滤波器或者无源滤波器或者混合滤波器。然而,这些滤波器价格昂贵,体积较大,并且会产生功率损耗,降低了系统的整体效率。
已知技术中也有使用多电平变换电路(mlc),多电平变换电路能够将电路的总谐波失真率(thd)控制在5%以内,并且具有开关器件电压应力小和电磁干扰小的优点,从而被广泛地用于中高功率系统场合。目前广泛使用的多电平变换电路有飞跨电容型(fc)、中性点箝位型(npc)和级联h桥型(chb)。然而,这些拓扑增加了控制直流链路电容器电压的复杂性、开关器件的电压应力不均衡等问题,使得控制电路复杂,降低了电路的可靠性。
技术实现要素:
本发明正是思及于此,提供一种三相双向电能变换装置及其控制方法,采用新型的多电平变流模块,减小了电路中开关器件的数量,并使用一种新颖的控制方法进一步降低开关器件的开关频率,以减小开关损耗。
一种三相双向电能变换装置,包括三相交流电、三个多电平变换电路、全桥电路和直流电,三个所述多电平变换电路的第一端分别经过一电感与三相交流电的a相、b相和c相串联,三个所述多电平变换电路的第二端分别与全桥电路的桥臂中点连接,所述全桥电路的两端与所述直流电并联,所述多电平变换电路至少包括一个飞跨电容,所述飞跨电容的两端与两个桥臂单元并联,所述桥臂单元包括同向串联的第一开关和第二开关,所述飞跨电容的正极与所述桥臂单元的阴极连接,所述飞跨电容的负极与所述桥臂单元的阳极连接,其中,第一所述桥臂单元的中点为多电平变换电路的第一输出端,第二所述桥臂单元的中点为所述多电平变换电路的第二输出端。
上述多电平变换电路还包括第二飞跨电容,所述第二飞跨电容串联与所述第二桥臂单元的中点,所述第二飞跨电容的两端同时并联第三桥臂单元,所述第二飞跨电容的负极与所述第三桥臂单元的阳极连接,所述第二飞跨电容的负极和所述第三桥臂单元的阴极连接,所述第三桥臂单元的中点为所述多电平变换电路的第二输出端。
一种三相双向电能变换装置的控制方法,包括以下步骤:
第一步骤,采样所述飞跨电容的电压,所述三相交流电的电压和电流,所述直流电的电压;
第二步骤,计算所述飞跨电容的电压平均值,并于所述飞跨电容电压平均值的参考值相减,计算出飞跨电容的电压误差值,经过pi控制器进行补偿计算;
第三步骤,根据三相交流电的电压和飞跨电容的电压误差值计算出全桥电路桥臂中点的共模电压参考值;
第四步骤,根据三相交流电的电流和飞跨电容的电压计算出全桥电路桥臂中点的差模电压参考值;
第五步骤,根据三相交流电的电压和电流值计算出多电平变换电路的电流参考值;
第六步骤,根据共模电压参考值、差模电压参考值和电流参考值计算开关控制信号参考值;
第七步骤,根据开关控制信号参考值生成开关控制信号。
上述全桥电路中开关的开关频率小于所述多电平变换电路的中开关的开关频率。
上述多电平变换电路中第一桥臂单元和第三桥臂单元的开关频率高于所述第二桥臂单元的开关频率。
有益效果,本发明提供了三相双向电能变换装置,能够降低开关器件的损耗,具有较高的效率。
为让发明的上述特征和优点能更明显易懂,下文特举实施例,并配合所附图式作详细说明如下。
附图说明
图1为本发明三相双向电能变换装置的电路示意图。
图2为图1中三相双向电能变换装置的控制框图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的和技术方案更加清楚,下面将结合本发明实施例的附图,对本发明实施例的技术方案进行清楚、完整地描述。显然,所描述的实施例是本发明的一部分实施例,而不是全部的实施例。基于所描述的本发明的实施例,本领域普通技术人员在无需创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例,都属于本发明保护的范围。
图1所示,三相交流电11,每相上经过电感la、lb和lc串联一个多电平变流模块121、122和123,后经三相全桥电路13与直流电14并联,a相交流电连接多电平变流模块121的第二端子p12,多电平变流模块121的第一端子p11与三相全桥电路13的a相桥臂中点131连接。b相交流电连接多电平变流模块122的第一端子p22,多电平变流模块122的第二端子p21与三相全桥电路13的b相桥臂中点132连接。c相交流电连接多电平变流模块123的第一端子p32,多电平变流模块123的第二端子p31与三相全桥电路13的c相桥臂中点133连接。
所述多电平变流模块121-123结构相同,现以多电平变流模块121为例进行说明,所述多电平变流模块121包括六个开关s11-s16和两个飞跨电容c1和c2。所述飞跨电容c1的两端与桥臂单元1211和桥臂单元1212并联,所述桥臂单元1211包括同向串联的开关s11和开关s12,所述飞跨电容c11的正极与所述桥臂单元1211的阴极(也即所述开关s12的阴极)连接,所述飞跨电容c11的负极与所述桥臂单元1211的阳极(也即所述开关s11的阳极)连接,所述飞跨电容c11的正极与所述桥臂单元1212的阴极(也即所述开关s14的阴极)连接,所述飞跨电容c11的负极与所述桥臂单元1212的阳极(也即所述开关s13的阳极)连接。其中,所述桥臂单元1211的中点为多电平变换电路121的第一端子p11。所述多电平变换电路121还包括飞跨电容c12,所述飞跨电容c12串联在所述桥臂单元1212的中点,所述飞跨电容c12的两端同时并联桥臂单元1213,所述飞跨电容c12的正极与所述桥臂单元1213的阴极(也即所述开关s15的阴极)连接,所述飞跨电容c12的负极与所述桥臂单元1213的阳极(也即所述开关s16的阳极)连接,所述桥臂单元1213的中点为所述多电平变换电路121的第二端子p12。本发明的多电平变换电路121-123并不以此为限,还可以包括更多的飞跨电容,以达到更多的级联效果。
多电平变换电路使用直流电的大约一半实现五电平转换。降低了开关上的电压应力。多电平变换电路中两边的桥臂单元(即与第一和第二端子连接的桥臂,例如多电平变换电路121中的桥臂单元1211和1213)的电压应力约为0.5vdc,而中间的桥臂单元(例如桥臂单元1212/1222/1232)的电压应力约为vdc。据此,设计电路中的开关的开关频率:
全桥电路中开关sa1/sa2/sb1/sb2/sc1/sc2的开关频率f1,多电平变换电路121-123的两边的桥臂单元的开关的开关频率f2,多电平变换电路121-123的中间的桥臂单元的开关的开关频率f3,开关频率f1小于开关频率f3,开关频率f3小于开关频率f2。例如开关频率f1为150hz,开关频率f2为1000hz,开关频率f3为500hz。
因此可以根据系统设计改变开关频率。三相全桥电路的桥臂中点的电压v’an,v’bn,v’cn可以产生五级电压(即±vdc、±0.5vdc和0v)。0v:s11、s13、s15或者s12、s14、s16导通;±0.5vdc:s11、s13、s16或者s11、s14、s16或者s12、s14、s15导通;±vdc:s11、s14、s15或者s12、s13、s16导通。
本发明的多电平变流模块能够最小化注入到三相交流电的谐波,产生高输入功率因数,并平衡多电平变流模块中电容之间的电压。
本发明的电路还包括数字控制电路和驱动电路,所述控制电路采样所述三相双向电能变换装置中的电压电流信号,并输出各个开关的控制信号,所述控制信号经过所述驱动电路后驱动所述三相双向电能变换装置中的开关。所述数字控制电路和驱动电路为已知技术中的电路,未在本发明的图1中示出。
如图2所示,为本发明三相双向电能变换装置的控制方法的框图,该控制方法基于数字控制电路实现,例如ti公司的dsp,但是本发明并不以此为限,任何数字控制电路均可作为本发明控制方法实现的硬件系统。
本发明的三相双向电能变换装置的控制方法包括电压控制环21和电流控制环22。
所述电流控制环22采样三相交流电的输出电压νga0νgb0νgc0和电流iaibic,并经过如下计算过程输出电流参考值vai*vbi*vci*。所述电流控制环的计算过程如下:
其中:
进行d-q变换:
其中vgd,id,vd和vgq,iq,vq分别是
三相交流电系统中向量
p=νgdid
q=νgdiq(12)
根据上式,电流控制参考值i*d和i*q表示为:
其中p*andq*是有功功率控制参考值和无功功率控制参考值.为了保证系统的功率因数最好,令q*=0,再通过如下公式计算vd*和vq*:
使用dq逆变换的方法得到三相电流参考值v*ai,v*bi,v*ci。
多电平变换电路中飞跨电容的电压的平衡是一个严重的问题。主要是由于开关的驱动控制信号不准确以及半导体器件的非线性造成的。本发明的电压控制环21分为两部分,即共模电压控制211和差模电压控制212。多电平变换电路中,一旦级联的飞跨电容之间的电压相等,则利用电荷交换技术平衡每个飞跨电容的电压。
i.共模电压控制211
在各相级联模块中飞跨电容的电荷之和是有限的。这些飞跨电容上所有电荷的总和将决定需要从三相交流电吸收的能量。为了保持级联模块上的能量平衡到所需的值,将电压作为控制参数。将所有级联模块的飞跨电容电压的平均值与参考直流值进行比较,误差信号通过pi控制器获得补偿后的电压参考信号δν,该补偿后的电压参考信号δν用下列方程表示:
由于电压的基本成分是正序的,所以正序电压的符号将决定多电平变换电路与三相交流电之间的能量交换。如果多电平变换电路上的能量较少,则将从三相交流电吸收;如果能量较大,则将能量转移到三相交流电。因此,通过正序电压实现共模电压控制。每相共模电压参考值δνaδνbδνc如下所示。
ⅱ差模电压控制212
在实际应用中,在传递平均能量后,由于元件参数变化或不同的控制信号延迟,使得多电平变换电路不能自然平衡,从而不可避免地导致级联模块之间的功率不平衡。在多电平变换电路中的级联模块变换器中重新分配功率以抑制不均匀的功率分配。本发明实现了一种基于注入零序电压的校正电压控制,即差模电压控制。通过实施差模电压控制,多电平变换电路中的级联模块之间的功率通过零序电压注入来交换,同时功率交换不会出现在多电平变换电路中的级联转换器模块的输出处,仅在多电平变换电路中的级联模块之间均等地交换功率。
多电平变换电路的a相功率可以表示为
则
另外
其中
假定与电网电压同相的输入仅包含正序电流,并且可以表示为
其中
于是
δp*a=(va+jvm)*(ia)(26)
δp*b=(va+jvm)*(ib)(27)
其中
于是差模电压参考值v0:
v0=(vacos(ωt)-jvmsin(ωt))
根据共模电压参考值δνaδνbδνc、差模电压参考值v0和电流参考值v*ai,v*bi,v*ci计算开关控制信号参考值vhan’vhbn’vhcn’,根据开关控制信号参考值vhan’vhbn’vhcn’生成开关控制信号,并输出给驱动电路进而驱动三相双向电能变换装置中的开关。
所设计的三相双向电能变换装置拓扑结构与其它混合变换器拓扑结构相比具有一定优势,例如,开关上的电压应力分布均匀,仅需要将近一半的直流母线电压用于谐波补偿,元件数更少,开关损耗小。
虽然本发明已以实施例揭露如上,然其并非用以限定本发明,任何所属技术领域中具有通常知识者,在不脱离本发明的精神和范围内,当可作些许的更动与润饰,故本发明的保护范围当视后附的申请专利范围所界定者为准。