一种基于单相桥式电容转换的混合储能脉冲电源的制作方法

一种基于单相桥式电容转换的混合储能脉冲电源，属于脉冲功率技术领域。

背景技术：

脉冲功率技术是近些年迅速发展的一门新兴学科，主要研究如何经济可靠的储存能量，并且将储存的能量有效传输到负载上。它以高电压、大电流、高功率、强脉冲为特点，涉及初级电源储能技术、脉冲开关技术和脉冲压缩成形等技术。高功率脉冲的形成，一般先经过慢储能得到足够的初级能量，然后经过中间储能环节和能量的压缩转化环节，最后将能量快速释放到负载上。由于脉冲功率技术的广泛研究与应用，对脉冲上升时间、平顶度、稳定性和设备工作寿命等方面的要求不断提高，这使脉冲功率技术面临更多挑战。

常用的脉冲功率储能方式有电容储能、电感储能和旋转机械能储能，这三种储能方式的储能密度比为1∶10∶100。其中电容储能较为成熟，但是其密度较低，难以使装置小型化轻量化；旋转机械能储能密度最高，但是结构非常复杂且难以实施；电感储能相较于电容储能，储能的密度大一个数量级，相比于旋转机械能储能只需储存单次发射能量且容易冷却，这些优势都使得电感储能型脉冲电源越来越得到广泛的研究与发展。

但是电感储能也有其自身的不足，比如不能长时间储能、线圈损耗和换流困难。线圈的损耗可以用超导材料等处理方式解决。但是，当切断大电感电流时会产生电流突变，对断路开关所耐受的电压应力和处理能力有着很大挑战。

围绕着电感储能脉冲电源，充分发挥其多方面的优势，当前文献中提出了几种研究方法：

文献a.sitzman，d.surls，andj.mallic1k.stretc1hmeatgrinder：anovelc1irc1uittopologyforreduc1ingopeningswitc1hvoltagestress[c1].proc1.13thieeepulsedpowerc1onferenc1e，monterey，c1a，2005：493-496提出的stretc1hmeatgrinder电路结构。该电路基于meatgrinder电路模式，引入一个电容用以回收漏磁通中的能量和减缓电感中的电流变化，以减小断路开关两端的电压，而主开关采用igct，通流能力有限，且成本较高。

文献h.li，y.zhang，c1.zhang，m.gao，y.an，andt.zhang.arepetitiveinduc1tivepulsedpowersupplyc1irc1uittopologybasedonhtsppt[j]，ieeetransplasmasc1ienc1e，vol.46，no.1，jan，2018和专利申请号201610036334.3提出了基于桥式电流转换电路（bcsc）和高温超导脉冲变压器（htsppt）的电感储能型重复频率脉冲电源结构。上述文献仍然通过电容回收漏磁通中的能量和减缓电感中的电流变化，以减小断路开关两端的电压，主开关主要为高功率、大电流的全控型半导体器件，通流能力较低，开关成本仍然较高。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题是：克服现有技术的不足，提供一种利用晶闸管作为主开关，提高了电路的通流能力，同时利用晶闸管和转换电容构成的单向桥式电容转换电路回收每个放电周期中耦合电感的漏感能量，并将收集到的漏感能量用于下一个放电周期中主开关的电流过零关断，因此无需设置用于控制晶闸管关断的外围电路，使电路结构更为简洁，因此具有较高的通流能力和较低成本的基于单相桥式电容转换的混合储能脉冲电源。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：该基于单相桥式电容转换的混合储能脉冲电源，包括初级电源、相互耦合的一组电感以及负载，其特征在于：电感包括耦合电感l1~l2，初级电源的正极通过主开关与初级电源的负极连接分别连接耦合电感l1的两端，负载连接在耦合电感l2的两端；

在耦合电感l1的两端还并联有单向桥式电容转换电路，单向桥式电容转换电路包括交替导通的两条桥臂以及转换电容，每一条桥臂包括同向串联的一组可控开关，转换电容交替串联在导通的桥臂中并连接在每一条桥臂的可控开关之间；主开关和可控开关均采用晶闸管。

优选的，在每一条所述的桥臂中还分别设置有一个可调电感，可调电感串联在相应桥臂的可控开关之间。

优选的，所述初级电源的正极通过主开关连接耦合电感l1的同名端，耦合电感l1的异名端连接初级电源的负极。

优选的，所述耦合电感l2的同名端连接二极管d1的阴极，二极管d1的阳极串联负载连接耦合电感l2的异名端。

优选的，所述耦合电感l1和耦合电感l2的耦合系数大于0.9。

优选的，所述的主开关采用快速晶闸管。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果是：

1、在本基于单相桥式电容转换的混合储能脉冲电源中，通过采用晶闸管作为主开关，在连续放电时，利用晶闸管和转换电容构成的单向桥式电容转换电路回收耦合电感之间的漏感能量，并将收集到的漏感能量用于下一个放电周期中主开关的电流过零关断，因此在利用了晶闸管具有较大通流能力的同时无需针对晶闸管设置较为复杂的用以驱动晶闸管关断的外围电路，因此同时体现了晶闸管自身价格低廉的优势，从而可以使系统具有较高的通流能力和较低的成本。

2、在本基于单相桥式电容转换的混合储能脉冲电源中，通过转换电容对周期性交替导通的两个桥臂耦合电感的漏感能量进行收集，并用于下一个放电周期中对晶闸管反向关断，提高了能量的利用效率。

3、通过改变调节电感的大小，可对晶闸管t1的过零电流进行调节；在负载脉冲宽度达到要求时，通过触发晶闸管t1导通，可使初级电源us对耦合电感l1充电的同时又可阻断负载电流脉冲，使负载侧剩余能量转移至l1中，可缩短新的工作周期的充电时间并提高整个系统的能量利用效率。

4、在本基于单相桥式电容转换的混合储能脉冲电源中，通过电容转换电路使主开关晶闸管过零关断，具有较高的通流能力和较低的成本；改变所述调节电感lc1和调节电感lc2的大小，使主开关晶闸管t1可靠关断。

附图说明

图1为基于单相桥式电容转换的混合储能脉冲电源实施例1电路原理图。

图2为基于单相桥式电容转换的混合储能脉冲电源耦合电感l1电流曲线图。

图3为基于单相桥式电容转换的混合储能脉冲电源输出负载电流曲线图。

图4为基于单相桥式电容转换的混合储能脉冲电源多周期转换电容电压曲线图。

图5为基于单相桥式电容转换的混合储能脉冲电源转换电容电压和主开关电压曲线图。

图6为基于单相桥式电容转换的混合储能脉冲电源实施例2电路原理图。

具体实施方式

图1~5是本发明的最佳实施例，下面结合附图1~6对本发明做进一步说明。

如图1所示，一种基于单相桥式电容转换的混合储能脉冲电源，包括初级电源us、晶闸管t1、单相桥式电容转换电路、耦合电感l1和l2、二极管d1以及负载r1，其中单相桥式电容转换电路由晶闸管t2~t5、可调电感lc1~lc2以及电容c1组成。

初级电源us的正极与晶闸管t1的阳极连接，晶闸管t1的阴极同时连接单相桥式电容转换电路中晶闸管t2、晶闸管t4的阴极以及耦合电感l1的同名端。初级电源us的负极同时连接单相桥式电容转换电路中晶闸管t3、晶闸管t5的阳极以及耦合电感l1的异名端。在单相桥式电容转换电路中，晶闸管t2的阳极串联可调电感lc1之后同时连接晶闸管t3的阴极以及电容c1的一端，晶闸管t4的阳极串联可调电感lc2之后同时连接晶闸管t5的阴极以及电容c1的另一端。

通过改变所述调节电感lc1的大小，使主开关晶闸管t1在奇数次周期触发导通晶闸管t2、晶闸管t5时可靠关断；通过改变所述调节电感lc2的大小，使主开关晶闸管t1在偶数次周期触发导通晶闸管t3、晶闸管t4时可靠关断。

与耦合电感l1相互耦合的耦合电感l2的一端连接二极管d1的阴极，二极管d1的阳极串联负载r1之后连接耦合电感l2的另一端。所述耦合电感l1和耦合电感l2的耦合系数大于0.9，以增强等效电感，提高能量传输效率和利用率。

由本领域公知常识可知，晶闸管t1~t5均包括阳极、阴极和门极，当晶闸管的阳极也阴极之间存在正向电压的情况下，只有在给门极施加正向电压时晶闸管才会导通。此时晶闸管处于正向导通状态。而门极只是起到触发晶闸管的作用，即在晶闸管导通之后，只要晶闸管阳极和阴极之间存在一定的正向电压，不管门极电压如何变化，晶闸管始终保持导通状态。当晶闸管的阳极与阴极之间出现反向电压时，晶闸管关断。因此在现有技术中，虽然晶闸管相对于igbt等其他开关器件在电流的通流能力以及成本上具有巨大优势，然而基于上述晶闸管的开关特性，在使用晶闸管作为开关元件时，需要同时配置较为复杂的外围电路实现晶闸管的关断，因此电路的复杂程度大大增加，同时系统的硬件成本也会相应上升，因此在一定程度上限制了晶闸管在脉冲功率技术领域的应用。

如图1所示的基于单相桥式电容转换的混合储能脉冲电源的工作过程及工作原理如下：

在本基于单相桥式电容转换的混合储能脉冲电源首次工作之前，需要对所述转换电容c1进行预充电，其中转换电容c1与晶闸管t3连接的一端预充正压，所述转换电容与晶闸管t5连接的一端预充负压。在单相桥式电容转换电路中，晶闸管t2和晶闸管t5组成单相桥式电容转换电路的一条桥臂，晶闸管t3和晶闸管t4组成单相桥式电容转换电路的另一条桥臂，两桥臂在奇偶次放电周期中交替导通，其中晶闸管t2和晶闸管t5所在的桥臂在奇数次放电周期中导通，晶闸管t3和晶闸管t4所在的桥臂在偶数次放电周期中导通。

奇数次放电周期工作过程：

步骤a1，触发导通晶闸管t1，初级电源us为耦合电感l1充电，同时阻断上一放电周期负载电流并回收负载侧剩余能量。当耦合电感l1电流到达预定值时，进入步骤b1；

步骤b1，触发导通晶闸管t2、晶闸管t5，转换电容c1继续为耦合电感l1充电；此时转换电容c1的电压为左侧正极性右侧负极性，主开关晶闸管t1电流为零，且受到转换电容c1的反向电压关断；当转换电容c1的电压逐渐减小到零时，进入步骤c1；

步骤c1，耦合电感l1开始为转换电容c1反向充电，转换电容c1的极性反转为左侧负极性右侧正极性；负载侧耦合电感l2的异名端为正极性，耦合电感l2开始对负载r1放电；当耦合电感l1的电流减小到零时，晶闸管t2和晶闸管t5受到转换电容c1的反向电压而关断，进入步骤d1；

步骤d1，负载侧依照一阶rl指数规律衰减放电；负载脉冲宽度达到预定要求时，进入偶数次放电周期依次从步骤a2进行。

偶数次放电周期工作过程：

步骤a2，触发导通晶闸管t1，初级电源us为所述耦合电感l1充电，同时阻断上一放电周期负载电流并回收负载侧剩余能量。当耦合电感l1电流到达预定值时，进入步骤b2；

步骤b2，触发导通晶闸管t3、晶闸管t4，转换电容c1继续为耦合电感l1充电；此时转换电容c1的电压为左侧负极性右侧正极性，主开关t1电流为零，且受到转换电容c1的反向电压关断；当转换电容c1的电压逐渐减小到零时，进入步骤c2；

步骤c2，耦合电感l1开始为转换电容c1反向充电，转换电容c1的极性反转为左侧正极性右侧负极性；负载侧耦合电感l2的异名端为正极性，耦合电感l2开始对负载放电；当耦合电感l1的电流减小到零时，晶闸管t3、晶闸管t4受到转换电容c1的反向电压而关断，进入步骤d2；

步骤d2，负载侧依照一阶rl指数规律衰减放电；负载脉冲宽度达到预定要求时，进入奇数次放电周期依次从步骤a1进行。

在本基于单相桥式电容转换的混合储能脉冲电源进行上述的奇数次放电周期和偶数次放电周期工作过程中，耦合电感l1中电流波形如图2所示，输出负载r1中电流曲线如图3所示，转换电容c1在多周期中电压曲线如图4所示，转换电容c1和主开关电压的曲线如图5所示，在图5中，曲线a表示转换电容电压曲线，曲线b表示主开关电压曲线。

在本基于单相桥式电容转换的混合储能脉冲电源中，通过采用晶闸管作为主开关，可使系统具有较高的通流能力和较低的成本；在连续放电时，所述转换电容c1可回收耦合电感之间的漏感能量，并用于下一个放电周期中主开关晶闸管t1的电流过零关断；通过改变调节电感的大小，可对晶闸管t1的过零电流进行调节；在负载脉冲宽度达到要求时，通过触发晶闸管t1导通，可使初级电源us对耦合电感l1充电的同时又可阻断负载电流脉冲，使负载侧剩余能量转移至l1中，可缩短新的工作周期的充电时间并提高整个系统的能量利用效率。

在本基于单相桥式电容转换的混合储能脉冲电源中，通过电容转换电路使主开关晶闸管过零关断，晶闸管和转换电容c1构成的单向桥式电容转换电路能够通过两桥臂上晶闸管周期性交替工作来收集耦合电感的漏感能量，并用于下一个放电周期中对晶闸管t1反向关断，提高了能量的利用效率。因此在本基于单相桥式电容转换的混合储能脉冲电源中，首先利用了晶闸管对于电流具有较大通流能力的特性，提高了整个系统的电流通过能力，同时利用转换电容c1给予晶闸管的反向电压使晶闸管关断，因此无需针对晶闸管设计相应的外围电路，因此电路的复杂程度大大降低，同时系统的硬件成本也大大降低。改变所述调节电感lc1和调节电感lc2的大小，使主开关晶闸管t1可靠关断。

实施例2：

本实施例与实施例1的区别在于：在本实施例中，将耦合电感l1~l2的耦合方式设置为两顺向串联且具有高耦合系数的电感结构，如图6所示：初级电源us的正极与晶闸管t1的阳极连接，晶闸管t1的阴极同时连接单相桥式电容转换电路中晶闸管t2、晶闸管t4的阴极以及耦合电感l1的同名端。

耦合电感l1的异名端同时连接二极管d1的阴极以及耦合电感l2的同名端，二极管d1的阳极连接负载r1的一端，负载r1的另一端与耦合电感l2的异名端以及单相桥式电容转换电路中晶闸管t3、晶闸管t5的阳极同时连接初级电源us的负极。

在单相桥式电容转换电路中，晶闸管t2的阳极串联可调电感lc1之后同时连接晶闸管t3的阴极以及电容c1的一端，晶闸管t4的阳极串联可调电感lc13之后同时连接晶闸管t5的阴极以及电容c1的另一端。

本实施例的电路结构的工作过程及原理如下与实施例1所示的电路相同，在此不再赘述。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作其它形式的限制，任何熟悉本专业的技术人员可能利用上述揭示的技术内容加以变更或改型为等同变化的等效实施例。但是凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与改型，仍属于本发明技术方案的保护范围。