一种与电流检测集成的全桥同步整流器的制作方法

本发明涉及断路器中交流电流输入的电流检测装置，特别是涉及集成同步控制的整流电路及其电流检测装置。

随着电子技术的发展，电子式控制器逐渐取代热磁式和电磁式，成为低压断路器的主流电流保护方式。智能塑壳断路器为四极断路器，具有四路电流互感器，三相四线信号即la、lb和lc三相线和ln一中线分别为这四个互感器的输入端。常见的电子式控制器中单路信号的采样和对后续电机的控制电路如图1所示，a相线上的交流信号输入后，整流桥101进行全波整流，串联电阻rs将输入负电流转化成电压，再经过运放进行反相放大处理，得到可以表征对应的输入电流大小的电压信号vcsa，该信号输入mcu(微处理器)13后，会生成相应的逻辑信号来控制后续电路中电机14的驱动情况。当输入过流时，电流检测单元102输出的vcsa电压值超过mcu的接收阈值，输出一个高电平使三极管q1导通，电机14流经较大电流驱动后续的脱扣开关15机械脱扣(脱扣开关连接三相四线电源与被供电的仪表)，从而使电源与仪表断开，实现输入过流保护。由于对其他三个输入信号而言，整流桥101和电流检测单元102电路是一样的，图1没有重复体现。

不难发现现有技术中，断路器电流保护的实现需要四条支路上的整流和电流检测装置，这些元器件占用大量的pcb布板面积；功耗方面，在低压大电流电源系统中，利用二极管整流时二极管的损耗非常大，此外串联检测电阻的方式采样也消耗了功率。

针对二极管整流和电阻采样给整流桥电流采样带来的损耗，专利文献cn200610164611中的方案如图2所示，该方案针对的是在boost拓扑中解决pfc(功率因数矫正)电路中对电流信号的采样问题，一方面，用mos管qb1和qb2取代二极管做整流桥的下管，以mos管较低的导通压降来实现较小的功耗，另一方面，用小体积高频率的铁氧环形互感器ct1和ct2来采样流经整流mos管的电流，以此实现无损检测。该方法虽然能实现无损检测，但前提是要有控制电路控制mos管qb1和qb2(pfc电路本来就有)，此外互感器占用了较大的布板面积且价格昂贵，会导致较高的设计成本。

如果在断路器应用中用mos管代替二极管整流，将图2用于检测的互感器ct1和ct2用图1电流检测单元102中的运算放大器检测功率管qb1和qb2内阻来取代，即直接检测功率管内阻上的压降。这个方案需解决两个问题：一是mos管的开启关断时序设计，二是因为分开封装而在源漏引入引线电感和引脚电容等寄生参数，会让mos导通瞬间漏极有较大的谐振波形而源极接地电位保持不变，导致可能出现过流保护的误判断问题。其中第二个问题用延时屏蔽检测的方法并不合适，因为一方面谐振周期和个数随外部寄生参数变化而变化，导致我们并不知道延时设置多大才合适；另一方面，屏蔽延时设计太长会导致检测到的输入电流波形失真严重。

技术实现要素：

有鉴如此，本发明要解决的技术问题是：如何使断路器中用于过流保护的电流检测不仅占用最少的pcb板面积，而且能可靠地实现无损检测，并保留峰值电流可调的优点。在此基础上，本发明还需解决用mos开关取代二极管做整流桥后会引入的开关时序问题和mos漏极谐振波形引起的过流误判问题。

本发明解决上述技术问题的技术方案是：

一种与电流检测集成的全桥同步整流器，其特征在于：包括集成在同一cmos工艺衬底上的整流桥、开关控制电路和电流检测电路；整流桥第一输入端和正输出端、第二输入端和正输出端、第一输入端和负输出端、第二输入端和负输出端之间分别连接有第一上开关管、第二上开关管、第一下mos管、第二下mos管，第一输入端和第二输入端用于接收输入的交流电压，经整流后通过正输出端和负输出端输出；开关控制电路用于控制整流桥工作于同步整流方式；电流检测电路检测流经整流桥中第一下mos管和第二下mos管的电流，将其按照电流减小比例减小，然后转化为电压信号输出；电流检测电路采用与整流桥中第一下mos管和第二下mos管同类型同单位特征尺寸的同种mos管内阻构成比例关系来设定电流减小比例。

优选地，电流检测电路对整流桥中第一下mos管和第二下mos管检测的为流经mos管源极与漏极之间的电流。

作为整流桥的一种具体的实施方式，其特征在于：第一上开关管为pmos管pq1、第二上开关管为pmos管pq2、第一下mos管为nmos管nq1、第二下mos管为nmos管nq2，nmos管nq1的漏极与pmos管np1的漏极连接后形成整流桥的第一输入端，nmos管nq2的漏极与pmos管np2的漏极连接后形成整流桥的第二输入端，pmos管np1的源极与pmos管np2的源极连接形成整流桥的正输出端，nmos管nq1的源极与nmos管nq2的源极连接形成整流桥的负输出端。

作为开关控制电路的一种具体的实施方式，其特征在于：包括第一开关判断模块、第二开关判断模块、第一驱动模块和第二驱动模块；第一开关判断模块采样第一下mos管的源极和漏极电压，生成第一驱动信号并输入至第一驱动模块，经第一驱动模块放大后生成驱动第二上开关管和第一下mos管的栅极信号；第二开关判断模块采样第二下mos管的源极和漏极电压，生成第二驱动信号并输入至第二驱动模块，经第二驱动模块放大后生成驱动第一上开关管和第二下mos管的栅极信号。

优选地，第一开关判断模块与第二开关判断模块为对称且相同的电路，第一驱动模块与第二驱动模块也是对称且相同的电路。

作为第一判断模块的一种具体的实施方式，其特征在于：包括第一电压比较器、第二电压比较器和rs触发器；第一下mos管的漏极连接至第一电压比较器的正相输入端和第二电压比较器的负相输入端，第一下mos管的源极连接至第一电压比较器的负相输入端和第二电压比较器的正相输入端，第一电压比较器的输出端连接至rs触发器的置位端，第二电压比较器的输出端连接至rs触发器的复位端，rs触发器的输出端连接第一驱动模块的输入端。

优选地，第一电压比较器具有第一负阈值翻转点，用于判定第一下mos管的开启点，第二电压比较器具有第二负阈值翻转点，用于判定第一下mos管的关断点。

进一步地，第一负阈值翻转点为-100mv，第二负阈值翻转点为-5mv。

作为电流检测电路的一种具体的实施方式，其特征在于：包括四个nmos管nq3、nq4、nq5和nq6，两个电流检测放大器amp1和amp2，两个npn晶体管b1和b2，以及求和电路；

第一下mos管的漏极和源极分别连接nmos管nq3的漏极和nmos管nq4的漏极，nmos管nq3和nmos管nq4的源极分别连接电流检测放大器amp1的反向输入端和同向输入端，nmos管nq3和nmos管nq4的栅极均连接小信号电源电压，电流检测放大器amp1的输出端连接npn晶体管b1的基极，npn晶体管b1的集电极电联接至电流检测放大器amp1的反向输入端，npn晶体管b1的发射极电联接至小信号地电位，npn晶体管b1的发射极还连接至求和电路的第一输入端；

第二下mos管的漏极和源极分别连接nmos管nq5的漏极和nmos管nq6的漏极，nmos管nq5和nmos管nq6的源极分别连接电流检测放大器amp2的反向输入端和同向输入端，nmos管nq5和nmos管nq6的栅极均连接小信号电源电压，电流检测放大器amp2的输出端连接npn晶体管b2的基极，npn晶体管b2的集电极电联接至电流检测放大器amp2的反向输入端，npn晶体管b2的发射极电联接至小信号地电位，npn晶体管b2的发射极还连接至求和电路的第二输入端；

求和电路的输出端为电流检测电路的输出端。

进一步地，电流检测电路还包括电阻r1、r2、r3和r4；电阻r1连接于npn晶体管b1的发射极和小信号地电位之间，电阻r2连接于npn晶体管b1的集电极与电流检测放大器amp1的反向输入端之间；电阻r3连接于npn晶体管b2的发射极和小信号地电位之间，电阻r4连接于npn晶体管b2的集电极与电流检测放大器amp2的反向输入端之间。针对以下技术术语，本申请表示的含义如下：

(1)整流桥：由两只或四只整流管作桥式连接而成，两只的为半桥整流桥，四只的则称全桥整流桥；对于全桥整流桥一般为上下结构，包括四个端口，即第一输入端、第二输入端、正输出端、负输出端，整流桥第一输入端和正输出端、第二输入端和正输出端、第一输入端和负输出端、第二输入端和负输出端之间各连接一只整流管；

(2)全桥同步整流电路：包括全桥整流桥以及控制全桥整流桥工作在同步整流状态下的开关控制电路；全桥整流桥的第一输入端和正输出端、第二输入端和正输出端之间连接的整流管可以为二极管，也可以为mos管，我们分别称之为第一上开关管、第二上开关管；全桥整流桥的第一输入端和负输出端、第二输入端和负输出端之间连接的整流管应当为mos管，我们分别称之为第一下mos管、第二下mos管；全桥同步整流电路的第一输入端、第二输入端、正输出端、负输出端四个端口与其内部包含的整流桥端口对应相同。

以上为本发明与电流检测集成的全桥同步整流器的技术方案，具体的工作原理和相关分析将在下文具体实施方式部分详细描述。本发明的有益效果如下：

1、应用同步整流技术控制mos管的开关来设计整流桥，并与其电流检测一同集成，节省了整流桥的功耗和占板面积；

2、通过mos管导通内阻检测输入电流，实现无损检测，进一步节省损耗，降低产品成本；

3、采用同类型同单位特征尺寸的两个同种mos管内阻来设计电流衰减比例，使温度和工艺偏差对电流检测衰减比例的影响抵消，确保了检测精度；

4、可以实现检测mos管在导通瞬间其源极跟随漏极的尖峰变化，形成一组差动信号输入，相比分开封装的漏极单端电压检测，对环境具有更强的抗干扰能力，有效避免了过流保护误判断情况的出现。

附图说明

为了更好地理解本发明，将根据以下附图对本发明进行详细描述：

图1为现有技术一的断路器中单个相线控制的电路原理框图；

图2为现有技术二的整流桥及其电流检测装置原理图；

图3为本发明实施例与电流检测集成的全桥同步整流器的原理框图；

图4为本发明实施例判断模块和驱动模块的原理框图；

图5为本发明实施例中电路关键节点波形图；

图6为本发明实施例中电流检测放大器工作的等效电路图；

图7为本发明实施例中电流检测差分输入跟随情况的波形示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

图3为本发明实施例与电流检测集成的全桥同步整流器的原理框图，包括全桥同步整流电路301和电流检测电路302两部分。

所述全桥同步整流电路301由整流桥、两个衬底电阻rsub1和rsub2、两个寄生二极管da、db和开关控制电路组成。其中整流桥由两个pmos管pq1、pq2和两个nmos管nq1、nq2构成，nmos管nq1的漏极与pmos管pq1的漏极连接为节点vd1(即整流桥的第一输入端)，vd1连接二极管da的阴极，da的阳极连接nq1的源极节点vs1，vs1连接衬底电阻rsub1的一端，rsub1的另一端连接小信号地电位vss(即整流桥的负输出端)，pq1的源极与pq2的源极连接在一起构成所述整流桥的输出vo节点(即整流桥的正输出端)，nmos管nq2的漏极与pmos管pq2的漏极连接为节点vd2(即整流桥的第二输入端)，vd2连接二极管db的阴极，db的阳极连接nq2的源极节点vs2，vs2连接衬底电阻rsub2的一端，rsub2的另一端连接小信号地电位vss。开关控制部分由第一判断模块011、第二判断模块012、第一驱动模块021和第二驱动模块022构成，其中第一判断模块011以所述整流桥的vd1节点作为输入，其输出信号连接至所述第一驱动模块021的输入端，第一驱动模块021生成两个输出信号gn1和gp2，二者分别输出至所述整流桥中nmos管nq1的栅极和pmos管pq2的栅极；第二判断模块012以所述整流桥的vd2节点作为输入，其输出信号连接至所述第二驱动模块022的输入端，第二驱动模块022生成两个输出信号gn2和gp1，二者分别输出至所述整流桥中nmos管nq2的栅极和pmos管pq1的栅极。

所述整流桥由vd1和vd2引脚接入交流输入信号。

需要说明的是，本实施例中的第一上开关管和第二上开关管采用的为pmos管(pq1、pq2)，对于本领域的技术人员而言，也可以采用nmos来代替整流桥中的两个上开关管，甚至还可以采用损耗较大的二极管来代替，这些惯用置换手段本发明将不一一详细赘述。

此外，所述全桥同步整流电路301中电阻rsub1和rsub2属于寄生器件，它们是cmos工艺功率管源极vs1或vs2到开关控制电路小信号地电位vss之间间距存在的寄生衬底电阻；二极管da和db也是寄生器件，由cmos工艺nmos管漏极n注入有源区与p型衬底之间的pn结形成，因此电路设计时不需要额外设计电阻rsub1和rsub2和二极管da和db。

所述电流检测电路302由四个nmos管nq3、nq4、nq5和nq6、两个电流检测放大器031和032、两个npn晶体管b1、b2以及四个电阻r1、r2、r3和r4组成。所述全桥同步整流电路的vd1和vs1节点分别连接至nmos管nq3的漏极和nq4的漏极，nq3的源极和nq4的源极分别连接至电流检测放大器031的负相输入端和正相输入端，nq3的栅极和nq4的栅极均接小信号电源电压vcc以保持nq3和nq4始终处于导通状态，电流检测放大器031的输出连接至npn晶体管b1的基极，b1的集电极电联接至电阻r2的一端，电阻r2的另一端电联接至电流检测放大器031的负相输入端，b1的发射极电联接至电阻r1的一端vcs1节点，r1的另一端电联接至小信号地电位vss；所述全桥同步整流电路的vd2和vs2节点分别连接至nmos管nq5的漏极和nq6的漏极，nq5的源极和nq6的源极分别连接至电流检测放大器032的负相输入端和正相输入端，nq5的栅极和nq6的栅极均接小信号电源电压vcc以保持nq5和nq6始终处于导通状态，电流检测放大器032的输出连接至npn晶体管b2的基极，b2的集电极电联接至电阻r4的一端，电阻r4的另一端电联接至电流检测放大器032的负相输入端，b2的发射极电联接至电阻r3的一端vcs2节点，r3的另一端电联接至小信号地电位vss，vcs1节点和vcs2节点输入到求和电路033生成最终所需的电流检测电压信号vcs。

优选地，所述电流检测电路302中nmos管nq3和nq4、nq5和nq6与所述全桥同步整流电路中的nmos管nq1和nq2应设置为基于宽长比一致的单位mos管来设计，其中nq1和nq2的内阻值为n个单位mos管内阻的并联值，nq3和nq4、nq5和nq6的内阻值相等且均为m个单位mos管内阻的串联值，用于接收电流信号降落在检测mos管的内阻上，以获取表征输入电流情况的电压信号，并利用同类型的mos管导通电阻相比抵消工艺偏差，实现检测电路输入电流的精确比例衰减，由于电流与电阻成反比，因此所述电流衰减倍数(即本申请中其它地方提及的“电流减小比例”、“电流衰减比例”)为m*n，下文将会做具体推导，此处不赘述。所述电流检测模块302中电流检测放大器输出端所接的电阻r1和r2既可以设计在芯片内部对应固定检测峰值电流的情况，也可以外置于芯片用于实现峰值电流可调。

图3中的开关控制电路包括两个开关判断模块011(即ctr1)和012(即ctr2)，以及两个驱动模块021(即drv1)和022(即drv2)；第一开关判断模块ctr1采样第一下mos管(即nq1)的源极和漏极电压，输入至第一驱动模块drv1，经第一驱动模块drv1放大后生成驱动第二上开关管(即pq2)和第一下mos管的栅极信号；第二开关判断模块ctr2采样第二下mos管(即nq2)的源极和漏极电压，输入至第二驱动模块drv2，经第二驱动模块drv2放大后生成驱动第一上开关管(即pq1)和第二下mos管的栅极信号。

图4为本发明实施例判断模块和驱动模块的原理框图其中：

所述判断模块010由两个电压比较器041、042和rs触发器051组成，其中所述全桥同步整流电路中nmos管(为方便描述，假设为nq1)的漏极节点vd1连接至电压比较器041的正相输入端和电压比较器042的负相输入端，所述全桥同步整流电路中nmos管的源极节点vs1连接至电压比较器041的负相输入端和电压比较器042的正相输入端，电压比较器041的输出信号ton_l1输出至rs触发器051的置位端s，电压比较器042的输出信号toff_l1输出至rs触发器051的复位端r，rs触发器051的输出端q输出的为drv_h1信号。所述驱动模块020，接收drv_h1信号作为输入，生成控制所述全桥同步整流电路nmos管栅极和pmos栅极的gn1和gp2信号。

所述开关控制电路301中的电压比较器041具负阈值vth1翻转点，用于判定nmos管nq1的开启点，电压比较器042具负阈值vth2翻转点，用于判定nmos管nq2的关断点。

本发明优选所述开关控制电路中的判断模块011和012为对称且相同的电路，均可采用所述判断模块010中的电路来实现，所述开关控制电路中的驱动模块021和022也是对称且相同的电路，均可采用所述驱动模块020来实现。

图5为本发明实施例中电路关键节点波形图，其中iin为全桥同步整流电路第一输入端和第二输入端输入的以零为中心值的正弦电流信号，vd1和vd2分别表示全桥同步整流电路nq1管和nq2管漏极电压信号，id1和id2分别表示流入全桥同步整流电路nq1管和nq2管漏极的电流信号，gn1和gn2分别表示全桥同步整流电路nq1管和nq2管栅极电压控制信号，vcs则表示经过电流检测后表征输入电流的输出电压波形。

首先结合图4与图5分析本发明实施例的全桥同步整流电路实现的工作原理。iin由vd1和vd2节点输入后，将在这两个节点上生成相应的压降，图4中的电压比较器041和042检测nmos管的漏源极压降，其中源极vs1和vs2分别与小信号地电位vss之间只存在一个阻值很小(ω级别)寄生的衬底电阻，故电位接近地电位。如图5所示当iin的负半周期电流开始流入vd1时：

t1时间段，vd1电压由0向负压变化，由于nq1尚未导通，电流会从寄生二极管da流过，vd1的压降绝对值会随iin增加而向pn结的压降(约600-700mv)增加；直到vd1-vs1＜vth1时(同步整流管开启阈值)，比较器041输出ton_l1＝0，rs触发器051的输出q被置1，即drv_h1输出高电平，通过驱动模块后生成gn1＝1，gp2＝0的控制信号让nq1和pq2导通；

t2时间段，nq1导通后vd1压降绝对值的下降速度会因为nq1导通内阻ronn的降低而减小，具体值为vd1＝iin*ronn。t2时间段中由于iin的绝对值处于升高阶段，故vd1的绝对值也持续增加；

t3时间段，由于iin的绝对值处于下降阶段，故vd1的绝对值也开始减小；

t4时间段，iin的该负半周期即将结束时，其绝对值接近0电流，当vd1-vs1＞vth2时，比较器042输出toff_l1＝0由高转低电平，rs触发器051的输出q被复位至0，即drv_h1输出低电平，通过驱动模块后生成gn1＝0，gp2＝1的控制信号让nq1和pq2关断。

在t1～t4期间，nmos管nq2和pmos管pq1一直处于关断状态。

至此iin相对于vd1的负半周期结束，iin进入相对于vd2的负半周期，则nq2和pq1的开关控制重复上述过程，而nq2和pq1将一直处于关断状态。

推荐但不限于设置vth1＝-100mv，vth2＝-5mv。所述判断模块010中的电压比较器041具有负阈值为vth1的翻转点，用于判定nmos管四个mos管的开启点，电压比较器042具有负阈值为vth2的翻转点，用于判定四个mos管的关断点。

然后结合图3与图6分析本发明实施例中全桥同步整流电路的电流检测实现工作原理。如前所述nq1和nq2的内阻值为n个单位mos管内阻的并联值，nq3和nq4、nq5和nq6的内阻值相等且均为m个单位mos管内阻的串联值。如图6电流检测等效电路图所示，则假设单位mos管的内阻为ron，则导通时nq1和nq2的内阻值为rs＝ron/n，常通状态下的nq3和nq4、nq5和nq6内阻可表示为rin＝ron*m。当全桥同步整流电路中的nq1或nq2导通时，其漏极电压满足vd＝iin*ronn，其中包含了输入电流iin的信息。以检测流经nq1管上的输入电流为例，电流检测放大器031工作时，满足公式：

rs*iin+rin*i2＝rin*i1……(1)

即：

rin*(i1-i2)＝rs*iin……(2)

由节点电流方程：

i1-i2＝iout……(3)

得到电流放大比例为：

此处利用nq1～nq6设计时利用同类型的mos管导通电阻相比抵消工艺偏差，来实现输入电流的精确比例衰减，所述电流衰减倍数如上述推导为m*n倍。所述电流检测模块302中电流检测放大器输出端所接的电阻r1和r2既可以设计在芯片内部对应固定检测峰值电流的情况，也可以外置于芯片用于实现峰值电流可调。

检测流经nq2管上的输入电流的原理与上述方式一样，即

所述全桥同步整流电路中的nmos开关管关断期间，电流检测输出为零电平。vcs1节点和vcs2节点输入到求和电路033生成最终所需的电流检测电压信号vcs如图5中的vcs波形所示。

相关领域的技术人员不难知道，在被检测电路上的mos开关管开启瞬间，其漏极存在由寄生元件引起的较高的尖峰电压，对于全桥同步整流电路和电流检测分开封装的情况，电流检测是针对漏极的单端电压检测，尖峰电压极易引起检测输出被误判定为过流保护，

背景技术：
中也已提及屏蔽该尖峰所需的其他电路和困难。而本发明中，在同一cmos工艺衬底上集成所述全桥同步整流电路及其开关控制部分和所述电流检测部分，相当于将全桥同步整流电路下端nmos开关管的源极和漏极直接接至电流检测模块的差分输入端，有效地利用到mos管在导通瞬间其源极跟随漏极的尖峰变化，如图7电流检测差分输入跟随情况的波形示意图所示，虚线表示mos管漏极电压波形，实线表示mos管源极电压波形，开关管开启后，其漏极电压迅速被拉低并伴随一定的谐振，mos管的源极电压跟随漏极电压波形的变化而变化，二者形成一组差动信号输入。相比分开封装的漏极单端电压检测，这里电流检测运放检测到的差动信号对环境具有更强的抗干扰能力，无需设计其他电路就能有效避免过流保护误判断情况的出现。

以上对本发明的电路原理和作用等进行了分析，现将本发明的有益效果进行详细总结：

1)相比于二极管连接的整流桥结构，本发明采用导通压降更小的mos管来替代二极管，并应用同步整流技术控制mos管的而开启和关断，节省了整流桥的工作功耗；

2)通过mos管导通内阻检测输入电流，因为其内阻值低至100mω级别，故相当于实现了无损检测；取代互感器来实现无损检测，节省了pcb占板面积，降低了产品成本；而用于设定电流衰减比例的两个电阻均采用同类型同单位特征尺寸的同种mos管内阻来设计，使温度和工艺偏差对电流检测衰减比例的影响抵消，确保了检测精度；电流检测的输出电流可在芯片外部接电阻，实现峰值检测电流可调；

3)本发明在同一cmos工艺衬底上集成全桥同步整流电路及其控制电路和电流检测，可以实现被检测mos管的源漏极直接连接至电流检测输入端，mos管在导通瞬间其源极跟随漏极的尖峰变化，形成一组差动信号输入。相比分开封装的漏极单端电压检测，本发明电流检测运放检测到的差动信号对环境具有更强的抗干扰能力，有效避免了过流保护误判断情况的出现。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干等同变换、改进和润饰，这些等同变换、改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。专利中涉及到的所有“电联接”、“接”和“连接”关系，均并非单指构件直接相接，而是指可根据具体实施情况，通过添加或减少联接辅件，来组成更优的联接结构，本发明中明确用“电联接”的地方只是为了强调此含义，但并不排除用“接”和“连接”的地方也具备这样的含义。本发明创造中的各个技术特征，在不互相矛盾冲突的前提下可以交互组合。