一种级联无刷双馈电机不平衡负载下的预测电流控制方法与流程

本发明属于电机控制技术领域，特别涉及一种无刷双馈电机的不平衡负载控制方法。

背景技术：

级联无刷双馈电机(cascadedbrushlessdoubly-fedgenerator，cbdfg)由于采用特殊转子绕组结构取消了传统有刷电机的电刷与滑环，同时又兼顾有刷双馈电机所需变频器仅需转差倍功率容量的优点，在降低了维护和运营成本的同时提升了电机运行可靠性，因此在发电系统中具有广阔的应用前景。

在独立发电应用，不平衡负载或非线性负载的情况时有发生，三相系统中各相负载分配不均或者负载故障都可能导致负载不平衡状况。此时，零序(四线制)和负序分量在系统内流动，对输出阻抗为零的理想电源无影响，但实际的系统都具有输出阻抗，从而导致输出电压波形不对称。与并网型风力发电系统中电源不平衡的危害相似,这些不平衡将影响系统的发电率及电能质量,甚至危害发电机本身,如负序电流引起感应电机转矩、功率以二倍系统频率振荡,定、转子绕组局部过热将增加电机的机械损耗,降低了系统的使用寿命。因此,需通过合适的系统控制策略以消除不平衡负载对cbdfg发电系统的影响，在局部负载发生不平衡现象时，其余负载能得到正常的供电电源，保证整个系统能稳定运行。

目前，双馈发电系统不平衡负载控制有基于传统双pi控制、pr控制、pir控制和预测电流控制等几类方法。

如名为《controlsystemforunbalancedoperationofstand-alonedoublyfedinductiongenerators》，作者r.pena，出处ieeetransactionsonenergyconversion22(2)，2007:544-545的文献针对双馈电机独立运行系统提出了补偿控制策略通过双环控制实现了对负序电压的有效补偿。

名为《improvedpredictivecurrentcontrolforunbalancedstand-alonedoubly-fedinductiongenerator-basedwindpowersystems》，作者vt.phan，出处ietelectricpowerapplication5(3)，2011:275-287的文献针对有刷双馈电机不平衡负载提出了预测电流控制方案抑制负序电压，控制性能比较优异。

但级联无刷双馈电机在结构、特性、模型上均有刷双馈电机存在较大差异，并由于特殊的结构其物理特性与数学模型也更为复杂，传统有刷双馈电机不平衡负载控制策略不能直接沿用。

针对级联无刷双馈电机不平衡系统亦有文献进行了分析，例如名为《不平衡负载下双定子无刷双馈发电机独立运行控制策略》，作者姜云磊，出处电工技术学报，2017(5)：998-1006的文献采用了比例积分谐振控制器(pir)替代传统的比例积分(pi)环节,克服了增益不足的问题，有效抑制了负序电压，达到较好的控制效果。

名为“一种不平衡负载下独立无刷双馈发电机负序电压抑制系统”，公开号cn108448966a，公开日2018年8月24日的中国专利申请，针对无刷双馈电机独立运行负序电压采用控制绕组电流补偿给定值以消除负序电压分量。

相比传统pi及pir控制器，预测电流具有动态响应快，系统带宽不受限制易于数字实现等优点，针对无刷双馈电机及其发电系统，目前尚未有研究提出级联无刷双馈电机针对不平衡负载下预测电流控制策略；为保证整个发电系统可靠性在系统发生不平衡故障时需采用补偿策略完成对系统的负序电压补偿。

技术实现要素：

针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提出一种级联无刷双馈电机不平衡负载下预测电流控制技术，旨在解决系统负载发生不平衡故障时系统输出电压不平衡的问题。

为实现上述目的，本发明提供了一种级联无刷双馈电机在不平衡故障时在其各自正负序坐标系下获得直流分量，在消除负序电压的控制下对电流内环采用预测电流控制，完成内环电流的无差拍跟踪控制。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：一种级联无刷双馈电机不平衡负载下的预测电流控制方法，包括以下步骤：

(1)检测控制绕组三相相电流并对其进行abc/αβ坐标变换后得到控制绕组电流α轴分量icα和β轴分量icβ；

检测功率绕组三相相电流并对其进行abc/αβ坐标变换后得到功率绕组电流α轴分量ipα和β轴分量ipβ；

检测功率绕组三相线电压并将其转化为相电压，对相电压进行abc/αβ坐标变换后得到功率绕组电压α轴分量upα和β轴分量upβ；

(2)将功率绕组电流α轴分量ipα和β轴分量ipβ以及功率绕组电压α轴分量upα和β轴分量upβ分别经各自的正负序坐标系进行αβ/dq变换得功率绕组正序电流、电压d轴分量i⁺pd+、u⁺pd+，q轴分量i⁺pq+、u⁺pq+及功率绕组负序电流、电压d轴分量i^-pd-、u^-pd-，q轴分量i^-pq-、u^-pq-；

同理，将控制绕组电流α轴分量icα和β轴分量icβ分别经各自的正负序坐标系进行αβ/dq变换得控制绕组正序电流d轴分量i⁺cd+，q轴分量i⁺cq+及负序电流d轴分量i^-cd-，q轴分量i^-cq-；

(3)由功率绕组正序电压dq轴分量u⁺pd+、u⁺pq+设计正序电压外环pi控制器使外环电压输出幅值始终跟踪输出给定u^*p，控制器输出为

由功率绕组电压负序d轴分量u^-pd-设计d轴分量pi控制器，使d轴分量u^-pd-与常数0作为系统输入经控制器作用，以消除负序电压的d轴分量，控制器输出为

由功率绕组电压负序q轴分量u^-pq-设计q轴分量pi控制器，使q轴分量u^-pq-与常数0作为系统输入经控制器作用，以消除负序电压的q轴分量，输出为

(4)将所述正序电压外环pi控制器的d轴输出与负序电压外环的所述d轴分量pi控制器输出相加作为电流内环d轴控制器给定值将所述正序电压外环pi控制器的q轴输出与负序电压外环的所述q轴分量pi控制器输出相加作为电流内环q轴控制器给定值

(5)根据电机数学模型对控制绕组电流进行微分，而后对其进行离散化得小信号控制关系式；采样信号数字离散化之后，得控制绕组电流为i⁺cd(k)，i⁺cq(k)，其中k为控制绕组第k次采样值；为确保控制绕组电流能始终跟踪其参考值，实现无差跟踪，将k次采样指令作为k+1次采样值，即后由电机所得小信号控制控制关系式得控制绕组电压参考指令u^*cd及u^*cq；

(6)由预测电流所得步骤(5)中的控制绕组dq轴电压参考值u^*cd、u^*cq经dq/abc变换获得控制绕组电压的三相参考值

(7)经获得控制绕组电压的三相参考值由svpwm产生三相驱动信号至变换器实现对不平衡负载时预测电流控制。

步骤(1)具体包括：

(11)检测控制绕组三相电流ica、icb、icc，通过clark坐标变换将控制绕组电流从静止abc坐标变换到两相静止αβ参考坐标系下得控制绕组电流α轴分量icα和β轴分量icβ；

(12)检测功率绕组三相电流ipa、ipb、ipc，通过clark坐标变换将功率绕组电流从静止abc坐标变换到两相静止αβ参考坐标系下得功率绕组电流α轴分量ipα和β轴分量ipβ；

(13)检测功率绕组三相线电压upab、upbc、upca，经过线电压变换到相电压upa、upb、upc，通过clark坐标变换将功率绕组电压从静止abc坐标变换到两相静止αβ参考坐标系下得功率绕组电压α轴分量upα和β轴分量upβ。

步骤(2)具体包括：

(21)通过在转子上安装码盘，获得电机转子的机械角速度nr，依此获得转子角速度θr；

(22)根据功率绕组极对数pp、控制绕组极对数pc、功率绕组的电量角频率100πrad/s和转子机械角速度nr获得控制绕组电流角频率ωc：

(23)将功率绕组角频率100πrad/s输入积分环节得功率绕组电量角度θp，同时将控制绕组电流角频率ωc输入积分环节获得控制绕组电流角度

θc＝θp-(pp+pc)θr

(24)将控制绕组两相电流icα、icβ以θc作为坐标变换角，通过park坐标变换从静止αβ坐标转换到参考dq坐标系后得控制绕组正序电流d轴分量i⁺cd+和q轴分量i⁺cq+；

(25)将控制绕组两相电流icα、icβ以-θc作为坐标变换角，通过park坐标变换从静止αβ坐标转换到参考dq坐标系后得控制绕组负序电流d轴分量i^-cd-和q轴分量i^-cq-；

(26)将功率绕组两相电流ipα、ipβ以θp作为坐标变换角，通过park坐标变换从静止αβ坐标转换到参考dq坐标系后得功率绕组正序电流d轴分量i⁺pd+和q轴分量i⁺pq+；

(27)将功率绕组两相电流ipα、ipβ以-θp作为坐标变换角，通过park坐标变换从静止αβ坐标转换到参考dq坐标系后得功率绕组负序电流d轴分量i^-pd-和q轴分量i^-pq-；

(28)将功率绕组两相电压upα、upβ以θp作为坐标变换角，通过park坐标变换从静止αβ坐标转换到参考dq坐标系后得功率绕组正序电压d轴分量u⁺pd+和q轴分量u⁺pq+；

(29)将功率绕组两相电压upα、upβ以-θp作为坐标变换角，通过park坐标变换从静止αβ坐标转换到参考dq坐标系后得功率绕组负序电压d轴分量u^-pd-和q轴分量u^-pq-；

步骤(3)具体包括：

(31)由功率绕组正序电压d轴分量u⁺pd+、q轴分量u⁺pq+求和均方根得功率绕组正序电压幅值

所述正序电压幅值up时刻跟踪电压幅值给定值u^*p，根据此设计外环控制器，控制器输出作为内环给定

(32)由功率绕组负序电压d轴分量u^-pd-与参考值0的差值(0-u^-pd-)设计d轴分量pi控制器，以u^-pd-及常数0作为控制器输入，控制器外环输出为

(33)由功率绕组负序电压q轴分量u^-pq-与参考值0的差值(0-u^-pq-)设计q轴分量pi控制器，以u^-pq-及常数0作为控制器输入，控制器外环输出为

步骤(4)具体包括：

(41)设置正序电压外环pi控制器的d轴比例系数kpd和积分系数kid的值kpd＝kpq＝2.5，kid＝kiq＝0.062，其中，比例系数kpd和积分系数kid根据经验获得；

(42)设置负序电压pi控制器d轴比例系数kpd-和积分系数kid-的值kpd-＝kpq-＝2.5，kid-＝kiq-＝0.062，其中，比例系数kpd-和积分系数kid-根据经验获得；

(43)将功率绕组正序电压参考值与实际正序电压幅值的差值经所述正序电压外环pi控制器获得输出

将控制绕组电流q轴参考值与q轴分量的差值输入q轴pi控制器获得q轴控制器的输出piq；

(44)将功率绕组负序电压d轴参考值0与实际负序电压d轴分量的差值经所述d轴分量pi控制器获得输出

(45)将功率绕组负序电压q轴参考值0与实际负序电压q轴分量的差值经所述q轴分量pi控制器获得输出

(46)将步骤(43)、(44)所得正序电压外环pi控制器的d轴输出与所述d轴分量pi控制器输出相加作为电流内环d轴控制器给定值将步骤(43)、(45)所得正序电压外环pi控制器的q轴输出与所述q轴分量pi控制器输出相加作为电流内环q轴控制器给定值

步骤(5)具体包括：

(51)根据电机数学模型，得控制绕组电流表达式：

其中，系数lsc、rsc为控制绕组感抗、阻抗；lspr、lscr为pw、cw与rw之间的漏感；lr为转子绕组自感；s为微分算子；

(52)应用步骤(2)、(3)所得采样结果进行离散化处理，分别为控制绕组电流icd(k)、icq(k)；功率绕组电流ipd(k)、ipq(k)；功率绕组电压值upd(k)、upq(k)；

(53)将步骤(52)离散化结果由电机数学模型得控制绕组电流表达式，最终求出控制绕组电流变化率

(54)采样两次控制绕组电流值相减得其控制绕组电流变化值，为在一个控制周期内实现对控制绕组电流的无差跟踪，则这一拍指令等于下一拍采样值，

(55)以此整理可得控制绕组电压给定值为

步骤(7)具体为：由步骤(23)中控制绕组电流角速度ωc积分获得的角度θc将u^*cd、u^*cq经park反变换后获得控制绕组电压的三相参考值uca^*、ucb^*、ucc^*，并将其送入脉冲宽度调制模块，得到机侧变换器的开关驱动信号，用该信号驱动变换器，使其输出相应的控制绕组三相相电压uca、ucb、ucc，实现对系统的闭环控制。

控制绕组电压三相参考值uca^*、ucb^*、ucc^*为：

本发明的有益效果是：通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，由于采用预测电流控制方案，带宽不受限制，基本能完成无差拍控制，系统响应迅速。同时相对传统级联无刷双馈电机pi及pir控制方案，控制结构简单，易于数字化实现，稳定性高等优势。

附图说明

图1为级联无刷双馈电机独立运行原理图；

图2为双同步正负序矢量坐标系；

图3为dq坐标系下控制绕组电流dq分量的原理图；其中，(a)为三相静止abc坐标到两相静止αβ变换；(b)为两相静止αβ坐标系到正负序两相旋转dq坐标系变换；

图4为dq坐标系下功率绕组电压、电流dq分量的原理图；其中，(a)为三相静止abc坐标到两相静止αβ变换；(b)为两相静止αβ坐标系到正负序两相旋转dq坐标系变换；

图5为外环正负序控制系统原理图；其中，(a)正序电压外环控制；(b)为负序外环电压控制；

图6为级联无刷双馈电机预测电流控制原理图；

图7为本发明整体控制框图；

图8为系统正常运行波形；

图9为无预测电流控制系统运行波形；

图10为有预测电流控制系统运行波形；

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明提供了一套级联无刷双馈电机的预测电流控制策略实现三相负载发生不平衡故障时仍保证输出三相电压平衡，从而使非故障负载能有平衡的电压供给。

为保证对非故障负载的高质量供电，实现级联无刷双馈发电系统负载不平衡故障时，消除负序电压的影响，本发明基于级联无刷双馈电机独立发电运行研究中常用控制策略，在故障发生时在各自正负序坐标系下获得其直流分量，正序电压外环控制输出电压幅值的同时消除负序电压，产生电流内环参考值，对电流内环采用预测电流控制，完成给定电流的无差拍跟踪控制。该方法能有效消除因负载不平衡产生的输出电压不平衡，满足输出电压平衡的要求，提高了系统稳定性。

具体步骤为：

(1)检测控制绕组三相电流ica、icb、icc，如图3(a)所示，通过clark坐标变换将控制绕组电流从静止abc坐标变换到两相静止αβ参考坐标系下得控制绕组电流α轴分量icα和β轴分量icβ；

(2)检测功率绕组三相电流ipa、ipb、ipc，如图4(a)所示，通过clark坐标变换将功率绕组电流从静止abc坐标变换到两相静止αβ参考坐标系下得功率绕组电流α轴分量ipα和β轴分量ipβ；

(3)检测功率绕组三相线电压upab、upbc、upca，如图4(a)所示，经过线电压变换到相电压upa、upb、upc，通过clark坐标变换将功率绕组电压从静止abc坐标变换到两相静止αβ参考坐标系下得功率绕组电压α轴分量upα和β轴分量upβ；

(4)通过在转子上安装码盘，获得电机转子的机械角速度ωm，依此获得转子角速度θr；

(5)根据功率绕组极对数pp、控制绕组极对数pc、功率绕组的电量角频率100πrad/s和转子机械角速度ωm获得控制绕组电流角频率ωc：

(6)将功率绕组角频率输入积分环节得功率绕组电量角度θp，同时将控制绕组电流角频率ωc输入积分环节获得控制绕组电流角度θc；

θc＝θp-(pp+pc)θr

(7)将步骤(1)中控制绕组两相电流icα、icβ以θc作为坐标变换角，如图3(b)所示，通过park坐标变换从静止αβ坐标转换到参考dq坐标系后得控制绕组正序电流d轴分量i⁺cd+和q轴分量i⁺cq+；

(8)将步骤(1)中控制绕组两相电流icα、icβ以-θc作为坐标变换角，如图3(b)所示，通过park坐标变换从静止αβ坐标转换到参考dq坐标系后得控制绕组负序电流d轴分量i^-cd-和q轴分量i^-cq-；

(9)将步骤(2)中功率绕组两相电流ipα、ipβ以θp作为坐标变换角，如图4(b)所示，通过park坐标变换从静止αβ坐标转换到参考dq坐标系后得功率绕组正序电流d轴分量i⁺pd+和q轴分量i⁺pq+；

(10)将步骤(2)中功率绕组两相电流ipα、ipβ以-θp作为坐标变换角，如图4(b)所示，通过park坐标变换从静止αβ坐标转换到参考dq坐标系后得功率绕组负序电流d轴分量i^-pd-和q轴分量i^-pq-；

(11)将步骤(3)中功率绕组两相电压upα、upβ以θp作为坐标变换角，如图4(b)所示，通过park坐标变换从静止αβ坐标转换到参考dq坐标系后得功率绕组正序电压d轴分量u⁺pd+和q轴分量u⁺pq+；

(12)将步骤(3)中功率绕组两相电压upα、upβ以-θp作为坐标变换角，如图4(b)所示，通过park坐标变换从静止αβ坐标转换到参考dq坐标系后得功率绕组负序电压d轴分量u^-pd-和q轴分量u^-pq-；

(13)将步骤(11)中所得功率绕组正序电压d轴分量u⁺pd+、q轴分量u⁺pq+求和均方根得功率绕组正序电压幅值up；

为保证发电输出电压幅值恒定，正序电压控制外环需时刻跟踪电压幅值给定值u^*p，外环控制器输出作为内环给定，如图5(a)所示；

(14)将步骤(12)中功率绕组负序电压d轴分量u^-pd-与参考值0的差值(0-u^-pd-)设计d轴分量pi控制器；

(15)将步骤(12)中功率绕组负序电压q轴分量u^-pq-与参考值0的差值(0-u^-pq-)设计q轴分量pi控制器，如图5(b)所示；

(16)设置正序电压外环pi控制器的d轴比例系数kpd和积分系数kid的值kpd＝kpq＝2.5，kid＝kiq＝0.062，其中比例系数kpd和积分系数kid根据经验获得，如图5(b)所示；

(17)设置负序电压d轴pi控制器比例系数kpd-和积分系数kid-的值kpd-＝kpq-＝2.5，kid-＝kiq-＝0.062，其中比例系数kpd-和积分系数kid-根据经验获得；

(18)将功率绕组正序电压参考值u^*p与实际正序电压幅值的差值经正序电压外环pi控制器获得输出

将控制绕组电流q轴参考值与q轴分量的差值输入q轴pi控制器获得q轴控制器的输出piq；

(19)将功率绕组负序电压d轴参考值0与实际负序电压d轴分量u^-pd-的差值经d轴分量pi控制器获得输出

(20)将功率绕组负序电压q轴参考值0与实际负序电压q轴分量u^-pq-的差值经q轴分量pi控制器获得输出

(21)根据电机数学模型，得控制绕组电流表达式，

其中，为系数；lsc、rsc为控制绕组感抗、阻抗；lspr,lscr—pw、cw与rw之间的漏感；lr为转子绕组自感；s为微分算子。

(22)离散化步骤(21)中公式，得控制绕组电流变化率为，

(23)采样两次控制绕组电流值相减得其控制绕组电流变化值，为在一个控制周期内实现对控制绕组电流的无差跟踪，则这一拍指令等于下一拍采样值，如图6所示，

(24)以此整理可得控制绕组电压给定值为，

(25)将步骤(33)中控制绕组电流角速度ωc积分获得的角度θc将u^*cd、u^*cq经park反变换后获得控制绕组电压的三相参考值uca^*、ucb^*、ucc^*，并将其送入脉冲宽度调制模块，得到机侧变换器的开关驱动信号，用该信号驱动变换器，使其输出相应的控制绕组三相相电压uca、ucb、ucc，实现对系统的闭环控制，如图7所示。

(26)控制绕组电压三相参考值uca^*、ucb^*、ucc^*为：

其中，u^*cd、u^*cq分别为经步骤(6)所得控制绕组电压d轴分量与q轴分量，θc为步骤(6)中所得控制绕组角度。

本发明提出的一种级联无刷双馈电机发电系统预测电流控制方法，相比现有技术具有如下优点：

(1)本方法充分考虑利用数字控制优势采用预测电流控制，在数字域分析，简化了普通控制器设计后离散化等的影响；

(2)本方法采用的预测电流控制无需传统控制器因正负序控制目标需分别设计控制器，具有较高的适应性，减少了控制复杂度；

(3)本方法采用的预测电流控制因未有系统带宽限制，在一个控制周期内即可完成对系统参考值的跟踪，极大的提高了响应速度。

综上可得，使用本发明预测电流控制方法可以使系统在发生负载不平衡故障时通过内环预测电流控制有效、快速消除负序电压影响，有效的提高了系统的安全性及稳定性，实现了系统非故障负载的高性能供电具有极大的适应性。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。