可防止上下桥臂直通的无源软开关全桥变换电路及方法与流程

本发明属于电力电子学分支领域，具体涉及一种可防止上下桥臂直通的无源软开关全桥变换电路及方法。

背景技术：

电源变换器，是将一种电源，变换为另一种电源的变换装置。对于大功率电源变换、逆变电源变换，往往选用全桥式变换电路。传统的全桥式变换电路，由于功率开关管的开关时间影响，而造成较大的开关损耗，从而影响全桥式变换电路的开关效率，且易因上、下桥臂的直通问题，影响电源变换器的可靠性。

为了改善硬开关变换器的开关特性，提出了很多办法，包括有源软开关技术、无源软开关技术、移相pwm控制的全桥无源软开关变换器技术，但这些技术均有一定的限制条件使其应用受到了很大的限制。

为了防止全桥变换器的上、下桥臂的直通问题，亦提出了许多解决方案，如：在桥臂中加入反抽电路、在桥臂开关管并联超快恢复二极管、在上、下桥臂间传入电感等方法，但这些方法并没有从根本上防止上、下桥臂直通。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种可防止上下桥臂直通的无源软开关全桥变换电路及方法，以防止出现上、下桥臂直通的问题。

本发明采用以下技术方案：一种可防止上下桥臂直通的无源软开关全桥变换电路，由硬开关全桥变换电路、输出变压器和补偿电路构成；

硬开关全桥变换电路开关特性为对角开通，具体由左桥臂支路和右桥臂支路构成；左桥臂支路包括左桥臂上功率开关管和左桥臂下功率开关管，右桥臂支路包括右桥臂上功率开关管和右桥臂下功率开关管；

输出变压器串联在左桥臂上功率开关管和右桥臂下功率开关管之间、以及右桥臂上功率开关管和左桥臂下功率开关管之间；

补偿电路包括左桥臂补偿回路和右桥臂补偿回路，左桥臂补偿回路与左桥臂并联，右桥臂补偿回路与右桥臂并联。

进一步的，输出变压器包括第一初级绕组、第二初级绕组及输出绕组；第一初级绕组和第二初级绕组绕制在同一磁芯上、绕制圈数相同、且相互独立；

第一初级绕组的同相端与左桥臂上功率开关管的源极相连，非同相端与右桥臂下功率开关管与的漏极相连；左桥臂上功率开关管的漏极接正电压端、栅极接第一驱动信号；右桥臂下功率开关管的源极接接地端、栅极接第四驱动信号；

第二初级绕组的同相端与左桥臂下功率开关管的漏极相连，非同相端与右桥臂上功率开关管的源极相连；左桥臂下功率开关管的源极接接地端、栅极接第三驱动信号；右桥臂上功率开关管的漏极接正电压端、栅极接第二驱动信号。

进一步的，第一初级绕组的非同相端与右桥臂下功率开关管的漏极之间还串联有第一缓冲电感，第一缓冲电感的同相端与第一初级绕组的非同相端相连、非同相端与右桥臂下功率开关管的漏极相连；

第二初级绕组的非同相端与右桥臂上功率开关管的源极之间还连接有第二缓冲电感，第二缓冲电感的同相端与第二初级绕组的非同相端相连、非同相端与右桥臂上功率开关管的源极相连。

进一步的，输出变压器还包括有左桥臂辅助绕组和右桥臂辅助绕组，左桥臂辅助绕组、右桥臂辅助绕组、第一初级绕组和第二初级绕组绕制在同一磁芯上、绕制圈数相同、且相互独立。

进一步的，左桥臂辅助绕组的非同相端连接至接地端，同相端通过左桥臂补偿回路分别连接至左桥臂上功率开关管的源极和左桥臂下功率开关管的漏极；

右桥臂辅助绕组的同相端连接至接地端，非同相端通过右桥臂补偿回路分别连接至右桥臂上功率开关管的源极和右桥臂下功率开关管的漏极。

进一步的，左桥臂补偿回路包括阳极与左桥臂辅助绕组同相端相连接的左桥臂高频整流二极管，左桥臂高频整流二极管的阴极与左桥臂补偿电容相连，左桥臂补偿电容的另一端接接地端；

左桥臂补偿电容的非接地端还连接至左桥臂补偿二极管的阳极，左桥臂补偿二极管的阴极连接至左桥臂上功率开关管的源极；

左桥臂补偿电容的非接地端还连接至左桥臂吸收二极管的阴极，左桥臂吸收二极管的阳极连接至左桥臂下功率开关管的漏极。

进一步的，右桥臂补偿回路包括阳极与右桥臂辅助绕组的非同相端相连接的右桥臂高频整流二极管，右桥臂高频整流二极管的阴极与右桥臂补偿电容相连，右桥臂补偿电容的另一端连接接地端；

右桥臂补偿电容的非接地端还连接至右桥臂吸收二极管的阳极，右桥臂吸收二极管的阴极连接至右桥臂上功率开关管的源极；

右桥臂补偿电容的非接地端还连接至右桥臂吸收二极管的阴极，右桥臂吸收二极管的阳极连接至右桥臂功率开关管的漏极。

进一步的，第一缓冲电感和第二缓冲电感的匝数相等，且绕制在同一磁芯上。

本发明的另一种技术方案：一种可防止上下桥臂直通的无源软开关全桥变换方法，采用修正的pwm驱动信号，控制上述的一种可防止上下桥臂直通的无源软开关全桥变换，具体为：

t0时刻，第二驱动信号p2、第三驱动信号p3为高电平，驱动右桥臂上功率开关管v2、左桥臂下功率开关管v3导通，使主桥臂的电流通过第二缓冲电感ls2，再流过第二初级绕组ts2，实现零电流开通；

t1～t2时刻，右桥臂上功率开关管v2、左桥臂下功率开关管v3完全导通，流过额定电流，电路以硬开关全桥式变换电路工作；同时右桥臂辅助绕组ts4通过右桥臂高频整流二极管d6向右桥臂补偿电容cs2充电，vcs2＝vp；

t2时刻，第二驱动信号p2变为低电平，右桥臂上功率开关管v2关断，实现桥式变换电路的pwm控制，vcs2＝vp，右桥臂上功率开关管v2零电压关断；

t2～t3时刻，左桥臂下功率开关管v3继续导通，释放变压器漏磁电感、第二缓冲电感ls2及右桥臂补偿电容cs2上存储的能量，使vcs2＝0；

t3时刻，第三驱动信号p3变为低电平，此时，第二缓冲电感ls2及右桥臂补偿电容cs2上存储的能量已释放，流过左桥臂下功率开关管v3的电流为零，其漏-源间的电压亦为零，v3d-s＝0、ls2＝0，左桥臂下功率开关管v3是零电流/零电压关闭；

t3～t4时刻，第一驱动信号p1、第二驱动信号p2、第三驱动信号p3和第四驱动信号p4均为低电平，左桥臂上功率开关管v1、右桥臂上功率开关管v2、左桥臂下功率开关管v3和右桥臂下功率开关管v4均处于关断状态；此时，若全桥式变换电路处于电流连续工作状态，则右桥臂补偿电容cs2、第二缓冲电感ls2通过左桥臂吸收二极管d2向左桥臂补偿电容充电，使vcs1＝vp；

t4时刻，第一驱动信号p1、第四驱动信号p4为高电平，驱动左桥臂上功率开关管v1、右桥臂下功率开关v4管导通，使主桥臂的电流流过第一初级绕组ts1，再通过第一缓冲电感ls1，电流从零开始增长，实现零电流开通；

t4～t5时刻，左桥臂上功率开关管、右桥臂下功率开关管流过额定电流，电路以硬开关全桥式变换电路工作；同时左桥臂辅助绕组ts3通过左桥臂高频整流二极管d5向左桥臂补偿电容cs1充电，使vcs1＝vp；

t5时刻，第一驱动信号p1变为低电平，左桥臂上功率开关管v1关断，实现桥式变换电路的pwm控制，vcs1＝vp，左桥臂上功率开关管v1实现零电压关断；

t5～t6时刻，右桥臂下功率开关管v4继续导通，释放变压器漏磁电感、第一缓冲电感ls1及左桥臂补偿电容cs1上存储的能量，vcs1＝0；

t6时刻，第四驱动信号p4变为低电平，第一缓冲电感ls1及左桥臂补偿电容cs1上存储的能量已释放，流过左桥臂下功率开关管v4的电流为零，其漏-源间的电压亦为零，即v4d-s＝0、ls1＝0，则左桥臂下功率开关管v4零电流/零电压关闭；

t6～t7时刻，第一驱动信号p1、第二驱动信号p2、第三驱动信号p3和第四驱动信号p4均为低电平，左桥臂上功率开关管v1、右桥臂上功率开关管v2、左桥臂下功率开关管v3和右桥臂下功率开关管v4均处于关断状态；此时，若全桥式变换电路处于电流连续工作状态，则左桥臂补偿电容cs1、第一缓冲电感ls1通过右桥臂吸收二极管d4向右桥臂缓冲电容cs2充电，vcs2＝vp；

t8时刻，作为新的t0时刻，开始下一个循环，直至输出电压过程结束。

进一步的，修正的pwm驱动信号是第一输入信号和第二输入信号，均为pwm脉冲，第三输入信号和第四输入信号为占空比为50％的半周期全导通脉冲或加有死区时间的半周期全导通脉冲。

本发明的有益效果是：在传统的硬开关全桥式变换器基础上，改变传统变压器的绕制方式、修正传统硬开关全桥的驱动脉冲、附加一个双绕组缓冲电感和两套由三个高速快恢复二极管、一个高频无感吸收电容器构成的独特的无源软开关网络，可防止上、下桥臂直通，提供了一种固定频率无源软开关全桥式变换电路新拓扑，以简洁的拓扑、较低的成本，达到既能防止上、下桥臂直通，又能以较少的能量交换和传递回路、较低的损耗、较强的缓冲效果，达到开关管软开通/软关断的效果。

【附图说明】

图1为本发明的电路原理示意图；

图2为本发明实施例1中的变压器绕制示意图；

图3为本发明实施例中驱动波形、变压器电压波形、输出波形的示意图；

图4为本发明实施例1的ac/dc变换器的功率变换部分电路设计图。

【具体实施方式】

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

实施例1：

如图1所示，为本发明一种可防止上、下桥臂直通的无源软开关全桥变换电路的原理图。根据该原理图设计得出本实施例，本实施例公开了一种可防止上、下桥臂直通的无源软开关全桥变换电路，如图4所示，为全桥变换电路的功率变换部分。本实例的设计目标是将220v交流电源变换为28v、40a、输出功率为1kw的直流电源。输入端采用整流和功率因素校正技术，将交流220v电源变换为直流375v电源(本例中vp电压)；控制电路采用以uc1856电流型pwm控制芯片为核心的电路，为本实施例功率变换部分提供驱动脉冲，其中，p1、p2直接采用uc1856输出的pwm脉冲，p3、p4采用经变换的和p1、p2同频率、但占空比为50％的脉冲。本例中输出电压信号、输出电流信号均反馈到控制板，经处理后对pwm脉宽进行调制。

全桥式变换电路采用本发明公开的电路，为典型的桥式变换器、特殊绕制的变压器、电感及左、右桥臂补偿电路构成。其中，典型的桥式变换器由四个开关管分为左、右两个桥臂构成，其开关特性为对角开通，即当左桥臂上功率开关管开通时，右桥臂下功率开关管亦开通；当右桥臂上功率开关管开通时，左桥臂下功率开关管亦开通，电流总是由左桥臂上功率开关管流入右桥臂下功率开关管、或由右桥臂上功率开关管流入左桥臂下功率开关管。与传统pwm驱动方式不同的是：当左桥臂上功率开关管关断时，右桥臂下功率开关管继续开通，直到半周期结束时关断；当右桥臂上功率开关管关断时，左桥臂下功率开关管继续开通，直到半周期结束时关断；从而实现两个下管的零电压/零电流关断。在本实施例中每个功率开关管均选用了fch47n60场效应管。

功率变换电路由硬开关全桥变换电路、特殊绕制的输出变压器和补偿电路构成，其功率输出部分由简单的全波整流、低通滤波电路构成。硬开关全桥变换电路由左桥臂支路和右桥臂支路构成。左桥臂支路包括左桥臂上功率开关管和左桥臂下功率开关管，右桥臂支路包括右桥臂上功率开关管和右桥臂下功率开关管。

输出变压器第一初级绕组通过缓冲电感第一绕组串联在所述左桥臂上功率开关管和右桥臂下功率开关管之间、输出变压器第二初级绕组通过缓冲电感第二绕组串联在右桥臂上功率开关管和左桥臂下功率开关管之间。特殊绕制的输出变压器具体包括在同一磁芯上绕制的圈数相同、且相互独立的第一初级绕组、第二初级绕组、左桥臂辅助绕组和右桥臂辅助绕组。在本实施例中，如图2所示，第一初级绕组ts1和第二初级绕组ts2均采用直径为0.8mm的绕线绕制70圈，左桥臂辅助绕组和右桥臂辅助绕组均采用直径为0.1mm的绕线绕制70圈。输出绕组lo采用双线并绕方式构成，采用两个厚度为0.5mm的铜箔绕制6圈。

在本实施例中，其特殊绕制的输出变压器如图2所示，磁芯采用etd-49，初级线圈是分为两个完全独立、匝数相同的线圈，分别和左右桥臂相连，从物理通道上切断了左、右桥臂上、下开关管的连接关系，彻底解决了传统桥式变换器的上、下桥臂直通问题。由于不存在上下桥臂直通问题，完全可以不在四个开关管的漏-源极之间并联超快恢复二极管(如图虚线所示的vd1、vd2、vd3、vd4)，以防止因v-mos管内部寄生二极管反向恢复时间较长而造成的上下桥臂直通。

在初级侧，增加了两个完全独立的辅助绕组(即左桥臂辅助绕组和右桥臂辅助绕组)，辅助绕组的绕制匝数和初级绕组匝数相同，故其上感应的电压和初级绕组的电压相同，可以用于实现两个上桥臂开关管的零电压关断。

次级线圈用于功率输出，其绕制方式视实际需要而定，用通用的变压器绕制方式就可实现。

通过第一初级绕组ts1和第二初级绕组ts2避免了左桥臂支路和右桥臂支路中的上下功率开关管(即左桥臂上功率开关管v1和右桥臂下功率开关管v3、右桥臂上功率开关管v2和左桥臂下功率开关管v4)之间直通，以免造成短路，造成整个全桥变换电路损坏。

第一初级绕组的同相端与左桥臂上功率开关管v1的源极相连，非同相端与右桥臂下功率开关管v4的漏极相连。具体的，第一初级绕组ts1的非同相端与右桥臂下功率开关管v4的漏极之间还串联有第一缓冲电感ls1(3.3uh/5a)，第一缓冲电感ls1的同相端与第一初级绕组ts1的非同相端相连、非同相端与右桥臂下功率开关管v4的漏极相连。

左桥臂上功率开关管v1的漏极接正电压端vp、栅极接第一驱动信号p1。右桥臂下功率开关管v4的源极接接地端(gnd)、栅极接第四驱动信号p4。

第二初级绕组ts2的同相端与左桥臂下功率开关管v3的漏极相连，非同相端与右桥臂上功率开关管v2的源极相连。第二初级绕组ts2的非同相端与右桥臂上功率开关管v2的源极之间还串联有第二缓冲电感ls2，第二缓冲电感ls2(3.3uh/5a)的同相端与第二初级绕组ts1的非同相端相连、非同相端与右桥臂上功率开关管v2的源极相连。

在本实施例中第一缓冲电感和第二缓冲电感的匝数相等，且绕制在同一磁芯上。

左桥臂下功率开关管v3的源极接接地端(gnd)、栅极接第三驱动信号p3；右桥臂上功率开关管v2的漏极接正电压端vp、栅极接第二驱动信号p2。

在本实施例中的第一驱动信号p1、第二驱动信号p2均为pwm驱动信号，第三驱动信号p3和第四驱动信号p4均为占空比为50％的驱动信号。

补偿电路包括左桥臂补偿回路和右桥臂补偿回路，左桥臂补偿回路与左桥臂并联，右桥臂补偿回路与右桥臂并联。

左桥臂辅助绕组ts3的非同相端连接至接地端，同相端通过左桥臂补偿回路分别连接至左桥臂上功率开关管v1的源极和左桥臂下功率开关管v3的漏极。

左桥臂补偿回路包括阳极与左桥臂辅助绕组ts3的同相端相连接的左桥臂高频整流二极管d5(her107)，左桥臂辅助绕组ts3(tbc-etd49-02)的非同相端连接至接地端，左桥臂高频整流二极管d5的阴极与左桥臂补偿电容cs1(4700pf/2kv)的一端相连，左桥臂补偿电容cs1的另一端连接接地端。左桥臂补偿电容cs1的非接地端还连接至左桥臂补偿二极管d1(her107)的阳极，左桥臂补偿二极管d1的阴极连接至左桥臂上功率开关管v1的源极。左桥臂补偿电容cs1的非接地端还连接至左桥臂吸收二极管d2(her107)的阴极，左桥臂吸收二极管d2的阳极连接至左桥臂下功率开关管v3的漏极。

右桥臂辅助绕组ts4(tbc-etd49-02)的同相端连接至接地端，非同相端通过右桥臂补偿回路分别连接至右桥臂上功率开关管v2的源极和右桥臂下功率开关管v4的漏极。

右桥臂补偿回路包括阳极与右桥臂辅助绕组ts4的非同相端相连接的右桥臂高频整流二极管d6(her107)，右桥臂辅助绕组ts4(tbc-etd49-02)的同相端连接至接地端，右桥臂高频整流二极管d6的阴极与右桥臂补偿电容cs2(4700pf/2kv)的一端相连，右桥臂补偿电容cs2的另一端连接接地端。右桥臂补偿电容cs2的非接地端还连接至右桥臂吸收二极管d3(her107)的阳极，右桥臂吸收二极管d3的阴极连接至右桥臂上功率开关管v2的源极。右桥臂补偿电容cs2的非接地端还连接至右桥臂吸收二极管d4(her107)的阴极，右桥臂吸收二极管d4的阳极连接至右桥臂下功率开关管v4的漏极。

通过本实施例中上述的电路布置，可以防止左桥臂支路和右桥臂支路中的上下桥臂直通的问题(即左桥臂上功率开关管v1和下功率开关管v3、右桥臂上功率开关管v2和下功率开关管v4)，且拓扑简洁、成本低，能以较少的能量交换和传递回路、较低的损耗、较强的缓冲效果，达到开关管软开通/软关断的效果。

实施例2：

本实施例中提供了一种可防止上下桥臂直通的无源软开关全桥变换方法，使用上述的一种可防止上下桥臂直通的无源软开关全桥变换电路，采用修正后的pwm驱动信号，即驱动脉冲为经修正的pwm波。如图3所示，在本实施例中第一驱动信号p1和第二驱动信号p2均为pwm脉冲，第三驱动信号p3和第四驱动信号p4为占空比为50％的半周期全导通脉冲。

方法的具体过程如下：

t0时刻，给第二驱动信号p2、第三驱动信号p3为高电平，驱动右桥臂上功率开关管v2、左桥臂下功率开关管v3导通，使主桥臂的电流通过第二缓冲电感ls2，再流过第二初级绕组ts2，由于第二缓冲电感(ls2)的存在，电流从零开始增长，实现零电流开通。如果全桥变换电路处于电流连续工作状态，则vcs2＝vp，亦可实现v2的零电压开通，由于vcs1＝0，亦可实现v3的零电压开通，

t1～t2时刻，右桥臂上功率开关管v2、左桥臂下功率开关管v3完全导通，流过额定电流，电路以硬开关全桥式变换电路工作。同时右桥臂辅助绕组ts4通过右桥臂高频整流二极管d6向右桥臂补偿电容cs2充电，由于ts2的匝数和ts4的匝数完全相同，故vcs2＝vp(忽略二极管降压)。

t2时刻，设定第二驱动信号p2变为低电平，右桥臂上功率开关管v2关断，实现桥式变换电路的pwm控制。此时，由于vcs2＝vp，故右桥臂上功率开关管v2是零电压关断。

t2～t3时刻，左桥臂下功率开关管v3继续导通，释放输出变压器漏磁电感、第二缓冲电感ls2及右桥臂补偿电容cs2上存储的能量，使vcs2＝0(忽略二极管降压)。

t3时刻，第三驱动信号p3变为低电平，左桥臂下功率开关管v3关断；此时，由于第二缓冲电感ls2及右桥臂补偿电容cs2上存储的能量已释放，流过左桥臂下功率开关管v3的电流为零，其漏-源间的电压亦为零，v3d-s＝0、ls2＝0，故左桥臂下功率开关管v3是零电流/零电压关闭。

t3～t4时刻，第一驱动信号p1、第二驱动信号p2、第三驱动信号p3和第四驱动信号p4均为低电平，左桥臂上功率开关管v1、右桥臂上功率开关管v2、左桥臂下功率开关管v3和右桥臂下功率开关管v4均处于关断状态。此时，若全桥式变换电路处于电流连续工作状态(全桥式变换电路最常见工作状态)，则第二缓冲电感ls2通过左桥臂补偿二极管d2向左桥臂补偿电容cs1充电，使vcs1＝vp。如果第三驱动信号p3和第四驱动信号p4采用占空比为50％的脉冲，即t3～t4＝0，则无此状态，但并不影响开关管的软开关特性。

t4时刻，当第一驱动信号p1、第四驱动信号p4为高电平有效时，驱动左桥臂上功率开关管v1、右桥臂下功率开关管v4导通，使主桥臂的电流流过第一初级绕组ts1，再通过第一缓冲电感ls1，由于缓冲电感ls1的存在，电流从零开始增长，实现零电流开通。如果全桥式变换电路处于电流连续工作状态，则vcs1＝vp，亦可实现v1的零电压开通；由于cs2的存在，亦可实现v4的零电压开通。

t4～t5时刻，左桥臂上功率开关管v1、右桥臂下功率开关管v4完全导通，流过额定电流，电路以硬开关全桥式变换电路工作。同时左桥臂辅助绕组ts3通过左桥臂高频整流二极管d5向左桥臂补偿电容cs1充电，由于ts1的匝数和ts3的匝数完全相同，故vcs1＝vp(忽略二极管压降)。

t5时刻，第一驱动信号p1变为低电平，左桥臂上功率开关管v1关断，实现桥式变换电路的pwm控制。此时，由于vcs1＝vp，故左桥臂上功率开关管v1是零电压关断。

t5～t6时刻，右桥臂下功率开关管v4继续导通，释放变压器漏磁电感、第一缓冲电感ls1及左桥臂补偿电容cs1上存储的能量，使vcs1＝0(忽略二极管压降)。

t6时刻，第四驱动信号p4变为低电平，右桥臂下功率开关管v4关断。此时，由于第一缓冲电感ls1及左桥臂补偿电容cs1上存储的能量已释放，流过右桥臂下功率开关管v4的电流为零，其漏-源间的电压亦为零，v4d-s＝0、ls1＝0，故右桥臂下功率开关管v4是零电流/零电压关闭。

t6～t7时刻，第一驱动信号p1、第二驱动信号p2、第三驱动信号p3和第四驱动信号p4均为低电平，左桥臂功率上开关管v1、右桥臂上功率开关管v2、左桥臂下功率开关管v3和右桥臂下功率开关管v4均处于关断状态。此时，若全桥式变换电路处于电流连续工作状态，则左桥臂补偿电容cs1、第一缓冲电感ls1通过右桥臂吸收二极管d4向第二缓冲电容cs2充电，使vcs2＝vp。

如果第三驱动信号p3和第四驱动信号p4采用占空比为50％的脉冲，即t3～t4＝0，则无此状态，但并不影响开关管的软开关特性。

通过上述的开关循环过程，可以得到如图3所示的次级线圈的电压状态，在t8时刻(作为新的t0时刻)起该过程的不断循环，完成功率变换和稳定输出电压的作用，直至输出电压过程结束。