旋转电机的驱动装置的制作方法

相关申请的援引

本申请以2018年2月6日申请的日本专利申请第2018-019660号为基础，在此援引其记载内容。

本公开涉及旋转电机的驱动装置。

背景技术：

以往，作为能扩展旋转电机中的转速区域的马达驱动装置，提出以下技术方案：由多个绕组部串联连接的绕组组来构成y接线而成的各相的相绕组，在该绕组组中，将第一逆变器连接到与中性点相反一侧的绕组端部，并且在各绕组组中，将第二逆变器连接到绕组部彼此之间的中间端子(例如专利文献1)。在该驱动装置中，根据旋转电机的动作状态，由第一逆变器和第二逆变器中的任一个来驱动旋转电机，在低旋转时，由第一逆变器来驱动旋转电机，在高旋转时，由第二逆变器来驱动旋转电机。

此外，在高旋转时由第二逆变器来驱动旋转电机的情况下，可以考虑将感应电压施加于动作停止的第一逆变器侧的绕组端部。而且，在该感应电压变为规定电压以上时，再生电流经由内置于第一逆变器的回流二极管而流动，可能由此引起旋转电机的动作变得不稳定。因此，在专利文献1所记载的技术中，构成为为了防止上述的电力再生，将截断开关设置于第一逆变器的通电路径，在电力再生产生之前，通过断开截断开关来截断第一逆变器的通电路径。具体而言，构成为将开关电路设置于第一逆变器的高电位侧路径、低电位侧路径、绕组连接路径中的任一个。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2013-121222号公报

技术实现要素：

然而，在上述以往的结构中，在低旋转时由第一逆变器来驱动旋转电机的情况下，需要在接通状态下保持截断开关。因此，在导通路径上的串联元件的数量增加，伴随路径电阻的增加而导致导通损耗的增加。例如，在电动车辆用的逆变器中，认为在低旋转时即低速爬坡时会处于热量上严峻的状态。因此，在由于截断开关的追加而使低旋转时的损耗(发热)增加时，有可能存在冷却性能的重新评估的意愿强烈这样的不良情况。

另外，除了将第一逆变器连接到绕组组的绕组起始端部，并且将第二逆变器连接到各绕组组的中间端子的结构以外，即使在将第一逆变器连接到大匝数的多相绕组的同时，将第二逆变器连接到小匝数的多相绕组，并且在由第一逆变器实现的驱动与由第二逆变器实现的驱动之间进行切换的结构中，也认为会发生相同的不良情况。

本公开鉴于上述技术问题而作，其主要目的在于提供能够对导通损耗的增加进行抑制，并且实施适当的通电控制的旋转电机的驱动装置。

以下，对用于解决上述技术问题的手段及其作用效果进行说明。

第一手段是一种驱动装置，

上述驱动装置适用于针对每相具有多个绕组部串联地连接的绕组组，并且各上述绕组组的一端在中性点处彼此连接的多相的旋转电机，上述驱动装置对该旋转电机进行驱动，上述驱动装置包括：

第一逆变器，上述第一逆变器连接到各上述绕组组中的与上述中性点相反一侧的绕组端部即起点端子，并且针对每相具有上臂开关和下臂开关；

第二逆变器，上述第二逆变器连接到各上述绕组组中的位于上述绕组部彼此之间的中间端子，并且针对每相具有上臂开关和下臂开关；以及

通电控制部，上述通电控制部选择性地实施由上述第一逆变器实现的上述绕组组的通电和由上述第二逆变器实现的上述绕组组的通电，

上述第一逆变器中的上述上臂开关和上述下臂开关具有双向导通和截断的功能。

在上述结构中，第一逆变器连接到各绕组组的起点端子(即，与中性点相反一侧的绕组端部)，并且第二逆变器连接到各绕组组的中间端子(即，绕组部彼此之间的中间位置的端子)。然后，在由第一逆变器对各相的绕组组全部进行通电的状态与由第二逆变器对各相的绕组组的一部分进行通电的状态之间进行切换。

在此，在由第二逆变器来向各绕组组进行通电的情况下、即在对各绕组组的一部分进行通电的情况下，由于在停止状态的第一逆变器中，伴随感应电压的施加，再生电流可能会流动，因此，考虑将再生电流截断用的开关设置于第一逆变器的通电路径。然而，通过将再生电流截断用的开关设置于第一逆变器的通电路径，在由第一逆变器实现驱动时，导通路径上的路径电阻增加，从而导致损耗的增加。

针对这点，由于第一逆变器中的上臂开关和下臂开关具有双向导通和截断的功能，因此，在第一逆变器中，即使除了上下臂的各开关以外，未设置再生电流截断用的开关，也能够对再生电流进行抑制。因此，能够对由第一逆变器实现驱动时导通路径上的路径电阻的增加而导致的导通损耗的增加进行抑制，并且实施适当的通电控制。

在第二手段中，上述第一逆变器中的上述上臂开关和上述下臂开关是具有彼此反向并联连接的一对igbt的双向开关。

作为上臂开关和下臂开关，通过使用一对igbt(绝缘栅双极晶体管)彼此反向并联连接而成的双向开关，在由第一逆变器实现驱动时，处于导通状态的串联元件的数量在各相中分别为两个。因此，能够对由于导通路径上的串联元件的数量的增加而导致的导通损耗的增加进行抑制，并且实施适当的通电控制。另外，在双向开关中，也可以赋予作为回流二极管的功能。

在由第一逆变器对绕组组进行通电时，在双向开关中，使一对igbt中的一个igbt进行开关动作，使另一个igbt保持闭合状态即可(第三手段)。在这种情况下，通过处于闭合状态(始终接通)侧的igbt适当地实现逆变器的回流二极管功能。另外，由于开关次数为所需的最小限度，因此，能够降低开关损耗。

在第四手段中，作为上述第一逆变器中的上述上臂开关和上述下臂开关，设置有上述双向开关，作为上述第二逆变器中的上述上臂开关和上述下臂开关，设置有带回流二极管的半导体开关元件。

根据上述结构，能够使用带回流二极管的半导体开关元件被用作上下臂的各开关的现有的逆变器结构，并且在适当位置配置反向阻断型的igbt。

在第五手段中，在上述绕组组中，三个以上的上述绕组部串联连接，在与各上述绕组组中的两个以上的上述中间端子连接的上述第二逆变器中的、与靠近上述起点端子一侧的上述中间端子连接的上述第二逆变器中，上述上臂开关和上述下臂开关具有双向导通和截断的功能。

在各相中具有三个以上的绕组部串联连接的绕组组的旋转电机中，可以考虑将第二逆变器分别连接到两个以上的中间端子，并且将驱动状态切换为三个以上。在上述结构中，在与靠近起点端子一侧的中间端子连接的第二逆变器中，上臂开关和下臂开关具有双向导通和截断的功能。由此，能够对由于导通路径上的路径电阻的增加而导致的导通损耗的增加进行抑制，并且驱动状态优选地切换为三个以上。

第六手段适用于旋转电机，

上述旋转电机包括各相的绕组部的一端在中性点处共同地连接的第一多相绕组和第二多相绕组，包括：

第一逆变器，上述第一逆变器针对每相具有上臂开关和下臂开关，并且连接到上述第一多相绕组的另一端；

第二逆变器，上述第二逆变器针对每相具有上臂开关和下臂开关，并且连接到上述第二多相绕组的另一端；以及

通电控制部，上述通电控制部选择性地实施由上述第一逆变器实现的上述第一多相绕组的通电和由上述第二逆变器实现的上述第二多相绕组的通电，

上述第一多相绕组是匝数比上述第二多相绕组的匝数多的绕组，

上述第一逆变器中的上述上臂开关和上述下臂开关中的至少一个具有双向导通和截断的功能。

在上述结构中，在由第一逆变器对作为大匝数的绕组的第一多相绕组进行通电的状态与由第二逆变器对作为小匝数的绕组的第二多相绕组进行通电的状态之间进行切换。

在此，在由第二逆变器来向第二多相绕组(小匝数的绕组)进行通电的情况下，由于在停止状态的第一逆变器中，伴随在第一多相绕组(大匝数的绕组)中产生的感应电压的施加，再生电流可能会流动，因此，考虑将再生电流截断用的开关设置于第一逆变器的通电路径。然而，通过将再生电流截断用的开关设置于第一逆变器的通电路径，在由第一逆变器实现驱动时，导通路径上的串联元件的数量增加，从而导致导通损耗的增加。

针对这点，由于第一逆变器中的上臂开关和下臂开关中的至少任一个具有双向导通和截断的功能，因此，第一逆变器中，除了上下臂的各开关以外，不需要设置再生电流截断用的开关。因此，能够对由第一逆变器实现驱动时导通路径上的路径电阻的增加而导致的导通损耗的增加进行抑制，并且实施适当的通电控制。

附图说明

参照附图和以下详细的记述，可以更明确本公开的上述目的、其他目的、特征和优点。附图如下所述。

图1是旋转电机的纵剖视图。

图2是示出转子和定子的横剖视图。

图3是示出旋转电机的控制系统的电路图。

图4是用于对由第一逆变器实现驱动时的动作进行说明的时序图。

图5是用于对由第二逆变器实现驱动时的动作进行说明的时序图。

图6是示出由各逆变器实现驱动时的旋转电机输出的图。

图7是示出使第一逆变器进行驱动的第一动作区域和使第二逆变器进行驱动的第二动作区域的图。

图8是示出逆变器切换处理的流程图。

图9是示出第二实施方式中的旋转电机的控制系统的电路图。

图10是示出第二实施方式中的由各逆变器实现驱动时的旋转电机输出的图。

图11是示出第三实施方式中的旋转电机的控制系统的电路图。

图12是示出在第三实施方式中的由各逆变器实现驱动时的旋转电机输出的图。

图13是示出第四实施方式中的旋转电机的控制系统的电路图。

具体实施方式

以下，基于附图对实施方式进行说明。本实施方式中的旋转电机作为例如车辆动力源使用。但是，旋转电机能作为工业用、车辆用、船舶用、飞机用、家电用、oa设备用、游戏机用等广泛使用。另外，在以下各实施方式中，对于彼此相同或等同的部分，在附图中标注相同的符号，对于相同符号的部分引用其说明。

(第一实施方式)

本实施方式的旋转电机10是内转子式(内转式)的多相交流马达，其概要如图1和图2所示。图1是旋转电机10的在沿转轴11的方向上的纵剖图，图2是转子12和定子13的在与转轴11正交的方向上的横剖视图。在以下的记载中，将转轴11延伸的方向作为轴向，将以转轴11为中心放射状地延伸的方向作为径向，将以转轴11为中心圆周状地延伸的方向作为周向。

旋转电机10包括：转子12，上述转子12固定于转轴11；定子13，上述定子13设置于将转子12包围的位置；以及外壳14，上述外壳14收容上述转子12和定子13。转子12和定子13同轴地配置。外壳14具有呈筒状的一对外壳构件14a、14b，外壳构件14a、14b在由开口部彼此接合的状态下通过螺栓15紧固而一体化。在外壳14设置有轴承16、17，转轴11和转子12被该轴承16、17支承成旋转自如。

转子12具有转子芯部21，并且在其转子芯部21的外周部(即，相对于定子13的内周部沿径向相对的一侧)沿周向排列设置有多个永磁体22。转子芯部21是通过将多个电磁钢板沿轴向层叠，并且通过铆接等来固定而构成的。

在转子芯部21的外周面以磁极沿周向交替的方式设置有多个永磁体22。在本实施方式中，作为转子结构，使用四极的表面磁体型结构。但是，转子12也可以是埋入磁体型。永磁体既可以是稀土类磁体，也可以是铁氧体磁体。

定子13包括：圆环状的定子芯部31；以及三相(u相、v相、w相)的定子绕组33，上述定子绕组33卷装于定子芯部31的多个切槽32。定子芯部31是通过将圆环状的多个电磁钢板沿轴向层叠，并且通过铆接等来固定而构成的。定子芯部31具有圆环状的轭部34和多个极齿35，相邻的极齿35之间形成有切槽32，其中，上述多个极齿35从轭部34朝向径向内侧延伸并沿周向以等间隔排列。

如图3所示，定子绕组33针对每相具有多个绕组部串联连接的绕组组41～43，各绕组组41～43的一端在中性点n1处彼此连接。更具体而言，定子绕组33具有u相绕组组41、v相绕组组42和w相绕组组43，这些各绕组组41～43分别通过两个绕组部串联地连接而构成。在各绕组组41～43中，两个绕组部的匝数相同。另外，在定子芯部31中，相同的绕组组41～43的各绕组部收容于相同的切槽即可。极数、相数、切槽数、串联绕组数是任意的。

接着，使用图3来对控制旋转电机10的控制系统的结构进行说明。本控制系统包括第一逆变器50、第二逆变器60和控制装置70。第一逆变器50与定子绕组33的各绕组组41～43中的中性点n1相反一侧的绕组端部即起点端子连接，并且第二逆变器60与各绕组组41～43中的位于绕组部彼此之间的中间端子连接。在本实施方式中，由于在各绕组组41～43中两个绕组部的匝数相同，因此，第一逆变器50的通电匝数和第二逆变器60的通电匝数之比为2:1。

各逆变器50、60由具有上下臂的全桥电路构成，该上下臂的数量与定子绕组33的相数相同，通过设置于各臂的开关(半导体开关元件)的接通断开来对各相的通电电流进行调节。

具体而言，第一逆变器50在u相、v相和w相的各相中分别包括上臂开关51和下臂开关52的串联连接体。各相上臂开关51的高电位侧端子连接到直流电源75的正极端子，各相的下臂开关52的低电位侧端子连接到直流电源75的负极端子(接地)。

上臂开关51由半导体开关元件构成，具体而言，包括彼此反向并联连接的一对igbt51a、51b。该对igbt51a、51b是反向并联连接的反向阻断型的igbt，并且作为能够双向通电和截断的双向开关发挥作用。更具体而言，在一个igbt51a中，将集电极设为高电位侧，将发射极设为低电位侧，而在另一个igbt51b中，将发射极设为高电位侧，将集电极设为低电位侧，从而将这一对igbt51a、51b彼此反向并联连接。

此外，下臂开关52具有与上臂开关51相同的结构，并且包括彼此反向并联连接的一对igbt52a、52b。该对igbt52a、52b作为能够双向通电和截断的双向开关发挥作用。更具体而言，在一个igbt52a中，将集电极设为高电位侧，将发射极设为低电位侧，而在另一个igbt52b中，将发射极设为高电位侧，将集电极设为低电位侧，从而将这一对igbt52a、52b彼此反向并联连接。

第二逆变器60在u相、v相和w相的各相中分别包括上臂开关61和下臂开关62的串联连接体。各相的上臂开关61的高电位侧端子连接到直流电源75的正极端子，各相的下臂开关62的低电位侧端子连接到直流电源75的负极端子(接地)。上臂开关61和下臂开关62分别是带回流二极管的半导体开关元件，更具体而言，是具有以反向并联的朝向连接的回流二极管63、64的igbt。回流二极管63、64分别以阴极为高电位侧、阳极为低电位侧的朝向来设置。

控制装置70包括由cpu和各种存储器构成的微型计算机，基于旋转电机10中的各种检测信息、动力运行驱动和发电的请求，通过逆变器50、60中的各开关的开闭(接通/关断)来实施通电控制。旋转电机10的检测信息例如包括：由解析器等角度检测器检测出的转子12的旋转角度(电角度信息)、由电压传感器检测出的电源电压(逆变器输入电压)、以及由电流传感器检测出的各相的通电电流。另外，电流传感器可以设置于每个逆变器50、60，也可以共同地设置于逆变器50、60。控制装置70生成并输出对逆变器50、60的各开关进行操作的操作信号。

在本实施方式中，由第一逆变器50、第二逆变器60分别对旋转电机10中的定子绕组33的通电进行控制。在这种情况下，在由第一逆变器50来驱动旋转电机10的状态(即，对各相的绕组组全部进行通电的状态)与由第二逆变器60来驱动旋转电机10的状态(即，对各相的绕组组的一部分进行通电的状态)之间进行切换。通过该切换，通电匝数变得可变。图4示出由第一逆变器50实现驱动时的各开关的控制方式，图5示出由第二逆变器60实现驱动时的各开关的控制方式。另外，图4和图5仅示出三相的定子绕组33中的u相的动作，而在其他相中也以电角度相差120度的相位进行相同的动作。

如图4所示，在由第一逆变器50进行驱动时，通过使第一逆变器50中的上臂开关51和下臂开关52互补地接通断开，在每相的绕组组41～43中进行通电。详细而言，在上下臂的各开关51、52中，分别互补地接通断开一个igbt51a、52a(即，集电极为高电位侧的各igbt)，另一个igbt51b、52b保持接通状态。此时，由处于始终接通侧的igbt51b、52b来承担第一逆变器50的回流二极管的作用。根据第一逆变器50，在各绕组组41～43中，在串联连接的所有绕组部中进行通电。另外，在第二逆变器60中，上下臂的各开关61、62保持断开状态。

另一方面，如图5所示，在由第二逆变器60进行驱动时，通过在第二逆变器60中上臂开关61和下臂开关62互补地接通断开，在每相的绕组组41～43中进行通电。此时，在各绕组组41～43中，在串联连接的两个绕组部中的、中性点n1侧的绕组部中进行通电。另外，在第一逆变器50中，上臂开关51(即，igbt51a、51b)、下臂开关52(即，igbt52a、52b)保持断开状态。

在此，在由第二逆变器60实现驱动的情况下、即仅对各绕组组41～43中、处于中性点n1一侧的一个绕组部进行通电的情况下，在停止状态的第一逆变器50中，伴随着感应电压的施加，再生电流流动，有可能对旋转电机的动作造成障碍。因此，在现有技术中，作为再生电流的对策，考虑将再生电流截断用的开关设置于第一逆变器50的通电路径。然而，通过将再生电流截断用的开关设置于第一逆变器50的通电路径，在由第一逆变器50实现驱动时，导通路径上的串联元件的数量增加，从而导致导通损耗的增加。

针对这点，在本实施方式中，由于第一逆变器50的上下臂的各开关51、52具有双向导通和截断的功能，因此，在第一逆变器50中，即使除了上下臂的各开关51、52以外，未设置再生电流截断用的开关，也能够对再生电流进行抑制。此外，在此基础上，在第一逆变器50驱动时，与第二逆变器60驱动时相同，在各相的绕组组41～43的通电时，导通路径上的串联元件的数量为两个。因此，由于串联元件数量的增加而导致的导通损耗的增加被抑制。

控制装置70基于旋转电机10的转速和转矩，实施由第一逆变器50来驱动旋转电机10的状态与由第二逆变器60来驱动旋转电机10的状态之间的切换。具体而言，控制装置70在旋转电机10的低旋转侧的动作区域中实施第一逆变器50的通电控制，并且在旋转电机10的高旋转侧的动作区域中实施第二逆变器60的通电控制。

图6中以实线示出在第一逆变器50的驱动时的旋转电机输出，并且以虚线示出在第二逆变器60的驱动时的旋转电机输出。在这种情况下，各逆变器50、60的输出特性的一部分重复。因此，在本实施方式中，如图7所示地确定由第一逆变器50实现驱动的第一动作区域和由第二逆变器60实现驱动的第二动作区域，并且根据这些各动作区域来实施逆变器50、60的切换。第一动作区域被确定为旋转电机10的低旋转侧的区域，并且第二动作区域被确定为旋转电机10的高旋转侧的区域。另外，在图7中，对第一动作区域施加阴影。

在第一动作区域(即，旋转电机10的低旋转区域)中，通过第一逆变器50来驱动旋转电机10，从而对各绕组组41～43的全部绕组部进行通电。由此，在旋转电机10的低旋转区域中，能够获得与定子绕组33的安培·匝数对应的高转矩。另外，在第二动作区域(即，旋转电机10的高旋转区域)中，通过第二逆变器60来驱动旋转电机10，从而对各绕组组41～43的一部分绕组部进行通电。在这种情况下，由于第二逆变器60的旋转电机10的感应电压为第一逆变器50的1/2，因此，即使是相同的电源电压，也能够将旋转电机10驱动到更高的旋转区域。

图8是示出由控制装置70来实施的逆变器切换处理的流程图，本处理以规定周期反复实施。

在步骤s11中，对旋转电机10的运转状态是否进入第一动作区域进行判断，并且在步骤s12中，对旋转电机10的运转状态是否进入第二动作区域进行判断。在步骤s11、s12中，例如，根据基于转子12的旋转信息计算出的转速和对旋转电机10的请求转矩，来进行动作区域的判断即可。

在旋转电机10的运转状态进入第一动作区域的情况下，前进到步骤s13，决定进行第一逆变器50的驱动，并且使第二逆变器60的驱动停止。在这种情况下，在第一逆变器50中，上臂开关51和下臂开关52互补地接通断开。详细而言，使上臂的一对igbt51a、51b中的一个igbt51a接通断开，并且使另一个igbt51b保持接通状态。此外，使下臂的一对igbt52a、52b中的一个igbt52a接通断开，并且使另一个igbt52b保持接通状态。

此外，在旋转电机10的运转状态进入第二动作区域的情况下，前进到步骤s14，决定使第一逆变器50的驱动停止，并且进行第二逆变器60的驱动。在这种情况下，在第二逆变器60中，上臂开关61和下臂开关62互补地接通断开。

根据以上详细描述的本实施方式，能够得到以下优异效果。

在由第二逆变器60来向各绕组组41～43进行通电的情况下、即在对各绕组组41～43的一部分进行通电的情况下，在停止状态的第一逆变器50中，伴随感应电压的施加，再生电流可能会流动，但是由于第一逆变器50中的上臂开关51和下臂开关52具有双向导通和截断功能，因此能够适当地截断再生电流。在这种情况下，由于在第一逆变器50中，不需要在上下臂的各开关以外设置再生电流截断用的开关，因此，在由第一逆变器50实现驱动时，能够对由于导通路径上的路径电阻的增加而导致的导通损耗的增加进行抑制。由此，能够实施适当的通电控制。

由于将第一逆变器50中的上臂开关51和下臂开关52设为具有彼此反向并联连接的一对igbt51a、51b的双向开关，因此，在由第一逆变器50实现驱动时，处于导通状态的串联元件数量在各相中分别为两个。因此，能够对由于导通路径上的串联元件的数量的增加而导致的导通损耗的增加进行抑制，并且实施适当的通电控制。另外，在双向开关中，也可以赋予作为回流二极管的功能。

在由第一逆变器50实现绕组组41～43的通电时，在上下臂的各开关51、52中使一个igbt51a、52a进行开关动作，并且使另一个igbt51b、52b始终接通(保持闭合状态)。在这种情况下，通过处于始终接通侧的igbt51b、52b来适当地实现逆变器的回流二极管功能。另外，由于开关次数为所需的最小限度，因此，能够降低开关损耗。

构成为在第一逆变器50中，作为上臂开关51和下臂开关52，设置有由反向阻断型的igbt构成的双向开关，并且在第二逆变器60中，作为上臂开关61和下臂开关62，设置有带回流二极管的igbt。在这种情况下，能够使用带回流二极管的igbt被用作上下臂的各开关的现有的逆变器结构，并且在适当位置配置反向阻断型的igbt。

由于在旋转电机10的低旋转区域中进行由第一逆变器50实现的驱动，在高旋转区域中进行由第二逆变器60实现的驱动，因此，能够在与车辆要求相应的宽转速范围内适当地驱动旋转电机10。由此，能够提高电动车辆的动力性能。

另外，由于由第一逆变器50实现的驱动和由第二逆变器60实现的驱动通过半导体开关元件的电子控制来切换，因此，例如在车辆加速时也能够平滑地进行切换。因此，能够实现电动车辆的电力消耗的改良和乘坐舒适性的改善。

另外，通过包括多个逆变器50、60，能够使驱动系统冗余，从而能够提高系统可靠性。

以下，对改变了上述第一实施方式的结构的一部分的第二实施方式～第四实施方式进行说明。另外，作为控制系统的结构，与上述第一实施方式相同的部位标注相同的符号，而省略其说明。

(第二实施方式)

在上述第一实施方式中，将第一逆变器50和第二逆变器60的通电匝数之比设为2:1，但是在第二实施方式中，改变各通电匝数之比，由此，改变第二逆变器60实现的驱动范围。

在图9中，定子绕组33的绕组组41～43分别由三个绕组部串联连接而构成。并且，第一逆变器50与各绕组组41～43的起点端子连接，第二逆变器60与在各绕组组41～43中的两个中间端子中的起点端子侧的中间端子连接。在这种情况下，如果各绕组部的匝数相同，则第一逆变器50的通电匝数与第二逆变器60的通电匝数之比为3:2。

如上所述，通过改变各逆变器50、60的通电匝数之比，来改变各逆变器50、60驱动时的旋转电机10的输出特性。图10示出在第一逆变器50和第二逆变器60的通电匝数之比为3:2的情况下的旋转电机10的输出特性。将示出将通电匝数之比设为2:1的情况下的输出特性的图6与示出将通电匝数之比设为3:2的情况下的输出特性的图10进行比较时，能够确认第二逆变器60驱动时的输出特性向低旋转侧移位。

另外，第二逆变器60也可以构成为与各绕组组41～43中的两个中间端子中的中性点侧的中间端子连接。在这种情况下，各逆变器50、60的通电匝数之比为3:1。各绕组组41～43也可以是四个以上的绕组部串联连接的结构。

(第三实施方式)

在第三实施方式中，在定子绕组33的各绕组组41～43中，三个以上的绕组部串联连接，在该定子绕组33连接有三个以上的逆变器。图11是示出根据第三实施方式中的旋转电机的控制系统的电路图。

在图11中，定子绕组33的绕组组41～43分别由三个绕组部串联连接而构成。并且，第一逆变器50与各绕组组41～43的起点端子连接。另外，在各绕组组41～43中的两个中间端子中的起点端子侧的中间端子连接有逆变器60a，并且在中性点侧的中间端子连接有逆变器60b。在本实施方式中，逆变器60a、60b分别相当于第二逆变器。

在各逆变器50、60a、60b中，作为上臂开关和下臂开关，与各绕组组41～43的起点端子连接的第一逆变器50以及与各绕组组41～43的起点端子侧的中间端子连接的逆变器60，具有能够双向导通和截断的双向开关。该结构与图3所示的第一逆变器50相同。在逆变器60a中，作为上臂开关65，设置有彼此反向并联连接的一对igbt65a、65b。另外，作为下臂开关66，设置有彼此反向并联连接的一对igbt66a、66b。另外，逆变器60b具有与图3所示的第二逆变器60相同的结构。

图12示出由各逆变器50、60a、60b实现驱动时的输出特性的不同。在各逆变器50、60a、60b中，根据成为通电对象的绕组的匝数不同，输出特性按50→60a→60b的顺序向高旋转侧移位。

控制装置70基于旋转电机10的转速和转矩，实施由第一逆变器50来驱动旋转电机10的状态、由逆变器60a来驱动旋转电机10的状态和由逆变器60b来驱动旋转电机10的状态之间的切换。各逆变器50、60a、60b的动作区域可以基于图12的关系来确定。

在本实施方式中，在与各相的绕组组41～43的各中间端子连接的两个第二逆变器60a、60b中的、与起点端子侧的中间端子连接的逆变器60a中，与第一逆变器50相同地，使上下臂的各开关65、66具有双向导通和截断的功能。由此，能够在对由于导通路径上的路径电阻的增加(即，串联元件的数量的增加)而导致的导通损耗的增加进行抑制，并且适当地切换旋转电机10中的三个驱动状态。

另外，各绕组组41～43也可以是四个以上的绕组部串联连接的结构。在各绕组组41～43为四个绕组部串联连接的结构的情况下，第二逆变器分别连接到三个中间端子。在这种情况下，在三个第二逆变器中，在与最靠近起点端子一侧的中间端子连接的第二逆变器、或者与最靠近及第二靠近起点端子一侧的各中间端子连接的第二逆变器中，使上臂开关和下臂开关具有双向导通和截断功能。

(第四实施方式)

在第四实施方式中，如图13所示，作为旋转电机10的定子绕组33，具有第一多相绕组33a和第二多相绕组33b。这些各多相绕组33a、33b是三相绕组，各相的绕组部的一端在各自的中性点处共同地连接。第一多相绕组33a是比第二多相绕组33b具有更多匝数的绕组。即，在将第一多相绕组33a的匝数设为n1，并且将第二多相绕组33b的匝数设为n2的情况下，n1＞n2。另外，各多相绕组33a、33b分别以收容于定子芯部31的切槽32的状态而卷装。

而且，第一逆变器80连接到第一多相绕组33a，并且第二逆变器90连接到第二多相绕组33b。第一逆变器80针对每相具有上臂开关81和下臂开关82，第二逆变器90针对每相具有上臂开关91和下臂开关92。

详细而言，作为上臂开关81，第一逆变器80具有彼此反向并联连接的一对igbt81a、81b。该对igbt81a、81b是反向并联连接的反向阻断型的igbt，并且作为能够双向通电和截断的双向开关发挥作用。

另外，第一逆变器80的下臂开关82和第二逆变器90的上臂开关91及下臂开关92分别是带回流二极管的半导体开关元件，更具体而言，是具有以反向并联的朝向连接的回流二极管的igbt。

控制装置70选择性地实施由第一逆变器80实现的第一多相绕组33a的通电和由第二逆变器90实现的第二多相绕组33b的通电。在这种情况下，各逆变器80、90中的通电控制基本上与图4和图5所说明的相同。但是，在第一逆变器80中，下臂开关82由带回流二极管的igbt构成，在由第一逆变器80进行驱动时，上臂侧的igbt81a和下臂开关82互补地切换即可。

在本实施方式中，择一地实施由第一逆变器80实现的第一多相绕组33a的通电和由第二逆变器90实现的第二多相绕组33b的通电中的任意一个。由此切换由第一逆变器80进行的作为大匝数的绕组的第一多相绕组33a的通电的状态与由第二逆变器90进行的作为小匝数的绕组的第二多相绕组33b的通电的状态。

在此，在由第二逆变器90来向第二多相绕组33b(小匝数的绕组)进行通电的情况下，由于在停止状态的第一逆变器80中，伴随在第一多相绕组33a(大匝数的绕组)中产生的感应电压的施加，再生电流可能会流动，因此，考虑将再生电流截断用的开关设置于第一逆变器80的通电路径。然而，通过将再生电流截断用的开关设置于第一逆变器80的通电路径，在由第一逆变器80实现驱动时，导通路径上的串联元件的数量增加，从而导致导通损耗的增加。

针对这点，由于第一逆变器80的上臂开关81具有双向导通和截断的功能，因此，第一逆变器80中，除了上下臂的各开关以外，不需要设置再生电流截断用的开关。因此，能够对由第一逆变器80实现驱动时导通路径上的串联元件的数量的增加而导致的导通损耗的增加进行抑制，并且实施适当的通电控制。

另外，控制装置70也可以同时实施由两个逆变器80、90实现的各多相绕组33a、33b的通电。在这种情况下，通过在各多相绕组33a、33b中同时对同相的绕组部通电，能够实现旋转电机10的高转矩运转。

(其他实施方式)

例如也可以如下所述改变上述实施方式。

·在图13所示的第一逆变器80中，作为上臂开关81，设置有由反向阻断型的igbt构成的双向开关，并且作为下臂开关82，设置有带回流二极管的igbt，代替上述结构，也可以采用以下结构：作为上臂开关81，设置有带回流二极管的igbt，并且作为下臂开关82，设置有由反向阻断型的igbt构成的双向开关。或者，也可以采用以下结构：设置由反向阻断型的igbt构成的双向开关，以作为上臂开关81和下臂开关82。

·在上述各实施方式中，在上下臂的各开关中，构成为使用igbt来作为半导体开关元件，但也可以改变。例如，也可以使用mosfet作为半导体开关元件。在这种情况下，基本上使用带回流二极管的mosfet作为上下臂的各开关。另外，在使用双向开关的部位，可以反向串联连接由宽带隙半导体构成的mosfet，从而使用赋予有双向导通和截断功能的mosfet。作为由宽带隙半导体构成的mosfet，优选使用由sic(碳化硅)类材料、gan(氮化镓)类材料等构成的宽带隙半导体元件。通过使用宽带隙半导体元件，能够实现接通电阻的降低。因此，与在上下臂的各开关以外设置再生电流截断用的开关的结构相比，能够对由第一逆变器实现驱动时导通路径上的路径电阻的增加而导致的导通损耗的增加进行抑制，并且实施适当的通电控制。

·旋转电机10不限于三相交流马达，例如也可以是五相交流马达。

·旋转电机10也可以是磁体转子结构以外的结构，例如也可以是感应转子结构。此外，代替内转子结构，也可以是外转子结构。

虽然基于实施例对本公开进行了记述，但是应当理解为本公开并不限定于上述实施例、结构。本公开也包含各种各样的变形例、同等范围内的变形。除此之外，各种各样的组合、方式、进一步包含有仅一个要素、一个以上或一个以下的其它组合、方式也属于本公开的范畴、思想范围。