电力变换装置的制作方法

本申请例如涉及搭载于电动车辆的电力变换装置。
背景技术：
：以往，已知一种电动车辆，具备：可充放电的直流电源；升压转换器，使从直流电源供给的直流电压升压；第1平滑电容器，对直流电源与升压转换器之间的电压进行平滑化；逆变器，将从升压转换器输出的高压的直流电压变换为交流电压；第2平滑电容器，对升压转换器与逆变器之间的电压进行平滑化；以及三相交流电动机，通过被施加从逆变器输出的交流电压，控制车辆的驱动力及制动力。在这样的电动车辆中，为了确保车辆的安全性，需要在车辆的碰撞时或者动力的停止时，将积蓄于平滑电容器的高电压的电荷迅速地放电，防止触电。另外，需要减小成为用于为了将放电时间加快而对升压转换器进行放电控制的动作电源的备用电源的容量，使电力变换装置小型化。因此，以往，例如提出如下述的专利文献1以及2记载的技术。在专利文献1所示的电动车辆中，具备2个双向dc/dc转换器，并且对2个双向dc/dc转换器的低电压端和高电压端连接电容器。在行驶时，控制装置针对各个双向dc/dc转换器的半导体开关元件供给导通的定时相互偏移并且截止的定时相互偏移的驱动脉冲信号。另一方面，在将电容器进行放电时，作为将其放电时间加快的技术，特征在于针对各个双向dc/dc转换器的半导体开关元件供给导通的定时和截止的定时分别一致的驱动脉冲信号。另外，在专利文献2所示的电力变换装置中，相对于在以往的使逆变器的上下分支交替导通截止而放电的方法中在构成逆变器的分支短路的情况下由于过电流等而无法放电的情形，示出如下的技术：使用将4个分支串联的dc/dc变换器，检测有无分支短路，使在输入输出的电容器积蓄的电荷经由耦合电抗器和dc/dc变换器放电。现有技术文献专利文献专利文献1：日本特开2017-85696号公报专利文献2：日本特开2015-33153号公报技术实现要素：然而，不论在上述专利文献1、2记载的哪一个以往技术的情况下，在耦合电抗器流过的电流都是开关频率的三角波电流，在其电流分量中仅有dc/dc转换器的开关频率分量，流通时的铜损小，所以使电容器的能量消耗的效果少而在放电中花费时间，存在成为用于为了将放电时间加快而对dc/dc转换器进行放电控制的动作电源的备用电源的电源容量依然大这样的课题。本申请是为了消除如上述的问题而完成的，其目的在于提供一种电力变换装置，该电力变换装置在dc/dc转换器的输入级设置磁耦合的一对耦合型的耦合电抗器，能够伴随dc/dc转换器的动作将电容器的放电时间比以往加快，使用于为了放电控制而驱动dc/dc转换器的备用电源小型化。本申请公开的电力变换装置具备：磁耦合的耦合电抗器及电压变换用的dc/dc变换器，配置于直流电源与驱动电动机的逆变器之间；第1平滑电容器，连接于所述直流电源与所述耦合电抗器之间；第2平滑电容器，连接于所述dc/dc变换器与所述逆变器之间；所述直流电源的导通/断开用的开关，插入于所述第1平滑电容器与所述直流电源之间；以及控制部，控制包含于所述逆变器及所述dc/dc变换器的半导体开关元件的开关动作，所述dc/dc变换器是将把具有所述半导体开关元件的上下一对分支串联连接而成的支路并联地连接2个而构成的全桥型的结构，在所述耦合电抗器中，构成所述耦合电抗器的第1绕组和第2绕组的各一端侧都与所述直流电源的正极侧连接，所述第1绕组的另一端侧与构成所述支路中的第1支路的上下分支的连接点连接，并且所述第2绕组的另一端侧与构成所述支路中的第2支路的上下分支的连接点连接，其中，所述控制部根据放电指令断开所述开关，使构成所述dc/dc变换器的上下的分支的所述半导体开关元件以交替导通/截止的方式互补动作并且使一对所述支路的开关相位错开地动作。根据本申请公开的电力变换装置，能够在第1平滑电容器与第2平滑电容器之间经由dc/dc变换器和耦合电抗器流过循环电流，能够通过在电流流过的路径中产生的铜损、在耦合电抗器的芯中产生的铁损、在dc/dc变换器中产生的损耗，使积蓄于第1平滑电容器和第2平滑电容器的电荷迅速地放电。由此，能够将第1平滑电容器以及第2平滑电容器的放电时间比以往加快，使用于为了放电控制而驱动dc/dc转换器的备用电源小型化。另外，在使用在流过直流电流的情况下产生的直流磁通在相互抵消的方向产生的差动型地耦合的耦合电抗器的情况下，通过在流通的电流分量中发生频率的2倍的分量，能够增大铜损。另外，在使用在流过直流电流的情况下产生的直流磁通在相互加强的方向产生的累积型地耦合的耦合电抗器的情况下，通过利用回流电流使流通的电流成为方形波状，能够增大电流有效值来增大耦合电抗器的铜损。附图说明图1是示出本申请的实施方式1所涉及的电力变换装置的整体的结构图。图2是本申请的实施方式1中的差动型的耦合电抗器的磁通发生状态的说明图。图3是本申请的实施方式1中的差动型的耦合电抗器的磁通发生状态的说明图。图4是本申请的实施方式1中的差动型的耦合电抗器的磁通发生状态的说明图。图5是示出在本申请的实施方式1中在d<0.5的情况下在耦合电抗器流过的电流斜率的时间变化的说明图。图6是示出在本申请的实施方式1中在d>0.5的情况下在耦合电抗器流过的电流斜率的时间变化的说明图。图7是示出在本申请的实施方式1中dc/dc变换器的动作定时以及在耦合电抗器的绕组和dc/dc变换器的各部流过的电流的时间变化的说明图。图8是本申请的实施方式1所涉及的dc/dc变换器的动作模式的说明图。图9是本申请的实施方式1所涉及的dc/dc变换器的动作模式的说明图。图10是本申请的实施方式1所涉及的dc/dc变换器的动作模式的说明图。图11是本申请的实施方式1所涉及的dc/dc变换器的动作模式的说明图。图12是本申请的实施方式1所涉及的dc/dc变换器的动作模式的说明图。图13是本申请的实施方式1所涉及的dc/dc变换器的动作模式的说明图。图14是本申请的实施方式1所涉及的dc/dc变换器的动作模式的说明图。图15是本申请的实施方式1所涉及的dc/dc变换器的动作模式的说明图。图16是本申请的实施方式1所涉及的dc/dc变换器的动作模式的说明图。图17是说明本申请的实施方式1所涉及的dc/dc变换器的动作模式的图。图18是本申请的实施方式1所涉及的dc/dc变换器的动作模式的说明图。图19是本申请的实施方式1所涉及的dc/dc变换器的动作模式的说明图。图20是关于在本申请的实施方式1中使dc/dc变换器进行开关动作的情况下的开关频率的说明图。图21是本申请的实施方式2中的累积型的耦合电抗器的磁通发生状态的说明图。图22是本申请的实施方式2中的累积型的耦合电抗器的磁通发生状态的说明图。图23是本申请的实施方式2中的累积型的耦合电抗器的磁通发生状态的说明图。图24是示出在本申请的实施方式2中dc/dc变换器的动作定时以及在耦合电抗器的绕组和dc/dc变换器的各部流过的电流的时间变化的说明图。图25是本申请的实施方式2所涉及的dc/dc变换器的动作模式的说明图。图26是本申请的实施方式2所涉及的dc/dc变换器的动作模式的说明图。图27是本申请的实施方式2所涉及的dc/dc变换器的动作模式的说明图。图28是本申请的实施方式2所涉及的dc/dc变换器的动作模式的说明图。图29是本申请的实施方式2所涉及的dc/dc变换器的动作模式的说明图。图30是本申请的实施方式2所涉及的dc/dc变换器的动作模式的说明图。图31是本申请的实施方式2所涉及的dc/dc变换器的动作模式的说明图。图32是本申请的实施方式2所涉及的dc/dc变换器的动作模式的说明图。图33是本申请的实施方式2所涉及的dc/dc变换器的动作模式的说明图。图34是本申请的实施方式2所涉及的dc/dc变换器的动作模式的说明图。(符号说明)1：直流电源；2：开关；3：第1平滑电容器；4：耦合电抗器；4e：第1绕组；4f：第2绕组；4g：芯；40a、40b、40c：电流传感器；5：dc/dc变换器；51a～51d：半导体开关元件；6：第2平滑电容器；7：逆变器；71a～71f：半导体开关元件；8：电动机；9：控制部；9a：dc/dc变换器控制部；9b：逆变器控制部；9c：放电判定指示部；10：辅助电源；20：第1电压传感器；30：第2电压传感器。具体实施方式实施方式1.图1是示出本申请的实施方式1所涉及的电力变换装置的结构图。在图1中，本实施方式的电力变换装置具备直流电源1、开关2(包括继电器以及半导体开关元件的概念)、第1平滑电容器3、第1电压传感器20、差动型的耦合电抗器4、dc/dc变换器5、第2平滑电容器6、第2电压传感器30、逆变器7、电动机8、控制部9、辅助电源10。直流电源1能够充放电，经由逆变器7而与电动机8交换电力。dc/dc变换器5设置于直流电源1与逆变器7之间，使从直流电源1供给的直流电压升压。第1平滑电容器3连接于直流电源1与dc/dc变换器5之间，对直流电源1与dc/dc变换器5之间的电压进行平滑化。第1电压传感器20测量第1平滑电容器3的高电压节点与低电压节点之间的电压。电流传感器40a测量从差动型的耦合电抗器4输入的电流，并且电流传感器40b、40c测量在差动型的耦合电抗器4与dc/dc变换器5之间输出的电流。逆变器7将从dc/dc变换器5输出的高压的直流电压通过dc/ac变换，变换为交流电压。第2平滑电容器6连接于dc/dc变换器5与逆变器7之间，对dc/dc变换器5与逆变器7之间的电压进行平滑化。第2电压传感器30测量第2平滑电容器6的高电压节点与低电压节点之间的电压。电动机8通过被施加从逆变器7输出的交流电压，控制车辆的驱动力以及制动力。开关2在车辆的驱动时将直流电源1和第1平滑电容器3以及dc/dc变换器5以闭合状态连接，并且在车辆的使用结束而探测到动力的停止的情况或者由未图示的加速度传感器等探测到车辆的碰撞的情况下，将直流电源1和经由第1平滑电容器3以及差动型的耦合电抗器4的dc/dc变换器5以断开状态切断。控制部9具有dc/dc变换器控制部9a、逆变器控制部9b以及放电判定指示部9c。放电判定指示部9c例如在由未图示的加速度传感器探测到车辆的碰撞的情况或者结束车辆的使用而将动力设为停止状态的情况下，对dc/dc变换器控制部9a以及逆变器控制部9b发出指示，使得将积蓄于第1平滑电容器3、第2平滑电容器6的电荷放电。dc/dc变换器控制部9a控制包含于dc/dc变换器5的作为功率半导体元件的构成要素的半导体开关元件51a～51d的开关动作，进行dc/dc变换器5中的dc/dc变换。逆变器控制部9b控制包含于逆变器7的开关分支的高电压侧功率半导体元件以及低电压侧功率半导体元件内的半导体开关元件71a～71f的开关动作，进行逆变器7中的dc/ac变换。在dc/dc变换器5中，关于功率半导体元件，将把半导体开关元件51a～51d和半导体整流元件52a～52d相互反并联地连接而成的结构作为单位称为分支，并且将把该分支串联连接而成的结构称为支路。同样地，在逆变器7中，关于功率半导体元件，将把半导体开关元件71a～71f和半导体整流元件72a～72f相互反并联地连接而成的结构作为单位称为分支，并且将把该分支串联连接而成的结构称为支路。在此，详细说明dc/dc变换器5的结构。dc/dc变换器5是具有4个半导体开关元件51a～51d的全桥型，将把上下的分支串联连接而成的支路的2个(第1支路和第2支路)并联地连接而构成。此外，在图1中，在半导体开关元件中使用igbt(insulatedgatebipolartransistor，绝缘栅双极晶体管)而记载，但也可以使用mosfet(metal-oxide-semiconductor-field-effect-transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)等。接下来，说明逆变器7的详细的结构。逆变器7设置有与驱动的电动机的相数对应的支路数，如图1所示，在电动机8是三相的电动机的情况下，逆变器7由u相、v相、w相的3个支路构成。逆变器控制部9b控制逆变器7而调整与电动机8的连接节点uac、vac、wac的电位，从而控制在电动机8流过的电流量。其结果，电动机8控制车辆的驱动力以及制动力。另外，逆变器控制部9b一并取得电动机8的旋转信息。接下来，使用图2～图4，说明耦合电抗器4的结构。在此，耦合电抗器是在包括上下2个u字型的铁芯的芯4g卷绕第1绕组4e和第2绕组4f并相互磁耦合的结构。特别是，本实施方式的差动型的耦合电抗器4是指，如图2所示，以在第1绕组4e和第2绕组4f中流过直流的情况下在通过两个绕组4e、4f在芯4g中产生的直流磁通的朝向相互抵消的方向产生的方式卷绕第1绕组4e和第2绕组4f。而且，构成该差动型的耦合电抗器4的两个绕组4e、4f的一端侧4a、4c都与直流电源1的正极侧连接，并且第1绕组4e的另一端侧4b与具有2个半导体开关元件51a、51b的上下分支的连接点50e(第1支路)连接，并且第2绕组4f的另一端侧4d与具有2个半导体开关元件51c、51d的上下分支的连接点50f(第2支路)连接。在使与该差动型的耦合电抗器4连接的、dc/dc变换器5的上下分支以交替导通/截止的方式互补动作并且使各支路的相位错开地动作而对第1绕组4e、第2绕组4f交替励磁时，如图2的轮廓箭头所示通过在第1绕组4e和第2绕组4f在相同的方向流过电流而产生的不在芯4g中循环的磁通分量以及如图3以及图4的粗箭头所示通过开关状态改变朝向而在芯4g内循环的磁通分量这2个磁通分量同时产生。在该情况下，磁通和电流处于比例关系，所以在第1绕组4e和第2绕组4f分别产生与该2个磁通分量的变化对应的电流纹波。在此，用公式表示在差动型的耦合电抗器4中产生的电流纹波的斜率。将第1绕组4e的两端电压设为v1e，将在第1绕组4e流过的电流设为i1，将构成该电流i1的由循环磁通产生的电流分量设为i1ac，将由不循环的磁通产生的电流分量设为i1dc。另外，将第2绕组4f的两端电压表示为v2e，将在第2绕组4f流过的电流表示为i2，将构成该电流i2的由循环磁通产生的电流分量表示为i2ac，将由不循环的磁通产生的电流分量表示为i2dc，在此为了简化，设为电流i1和电流i2各自的分量的大小相等。在将使第1绕组4e以及第2绕组4f产生的自感设为l、将互感设为m时，在第1绕组4e、第2绕组4f产生的电压v1e、v2e使用法拉第的定律用(式1)(式2)表示。[数学式1][数学式2]电流i1以及电流i2包括由循环磁通产生的电流分量i1ac、由不循环的磁通产生的电流分量i1dc，所以用(式3)(式4)表示。[数学式3][数学式4]另外，将电流i1和电流i2合计的电流如接下来的(式5)所示，循环的电流分量(i1ac)被抵消，成为由各绕组的不循环的磁通分量产生的电流分量(i1dc)的2倍的斜率。[数学式5]在根据(式1)～(式4)求出构成电流i1、电流i2的电流分量i1ac、i1dc时，能够用(式6)(式7)表示。[数学式6][数学式7]将差动型的耦合电抗器4的输入电压设为vin，将dc/dc变换器5的输出电压设为vout，通过dc/dc变换器5的下分支的半导体开关元件51b、51d的开关状态而变化的耦合电抗器4的两端电压如表1所示。[表1]基于开关状态的电抗器两端电压51b51dv1ev2ev1e+v2ev1e-v2e导通截止vinvin-vout2vin-voutvout截止导通vin-voutvin2vin-vout-vout导通导通vinvin2vin0截止截止vin-voutvin-vout2vin-2vout0在将该电压代入到(式6)(式7)时，能够求出根据开关状态变化的电流的斜率。接下来，使用图5以及图6，说明在车辆的通常驱动时，即在开关2导通的状态下使dc/dc变换器5的2组的各支路错开相位地交替动作而对第1绕组4e、第2绕组4f交替励磁的通常的电力变换动作时的情况下，根据用上述(式3)～(式7)求出的电流的斜率在第1绕组4e、第2绕组4f产生的电流纹波。图5是d(占空比)<0.5的情况，图6是d(占空比)>0.5的情况。另外，在图5以及图6中，示出包含于第1绕组4e以及第2绕组4f的电流纹波的电流分量为idc<iac时的例子。占空比d表示导通时间相对周期t的比例。作为动作模式，成为通过作为dc/dc变换器5的下分支的半导体开关元件51b、51d的动作状态依次反复状态(t1)、状态(t2)、状态(t3)、状态(t4)这4个模式的动作。此外，半导体开关元件51a、51c如果是mosfet等则作为同步整流用分别与半导体开关元件51b、51d互补地动作。[a]首先，如图5所示，说明在d<0.5的情况下在第1绕组4e以及第2绕组4f产生的电流纹波。(1)在状态(t1)的期间，半导体开关元件51b导通，半导体开关元件51d截止，形成从直流电源1通过第1绕组4e返回到直流电源1的电流i1的电流环路和通过第2绕组4f、半导体整流元件52c经由第2平滑电容器6返回到直流电源1的电流i2这2个电流环路。此时，形成第1绕组4e和第2绕组4f磁耦合的差动型的耦合电抗器4，所以在第1绕组4e产生通过如图4所示的循环的磁通产生的电流纹波i1ac和通过如图2所示的不循环的磁通分量产生的电流纹波i1dc。在第2绕组4f产生通过如图3所示的循环的磁通产生的电流纹波i2ac(在该情况下以成为与i1ac相反的朝向的方向产生)、和通过如图2所示的不循环的磁通分量产生的电流纹波i2dc。在此为了简化说明，假设将通过循环磁通产生的电流分量的斜率设为4，将通过不循环的磁通产生的电流分量的斜率设为6，使用该数值例说明根据dc/dc变换器5的开关状态变化的、在第1绕组4e、第2绕组4f产生的电流纹波波形的变化。在该期间，i1ac的电流斜率成为4，i1dc的电流斜率成为6，第1绕组4e的电流斜率成为10。另外，关于第1绕组4e和第2绕组4f的合计电流的斜率，i1ac和i2ac被消除，是i1dc和i2dc的合计斜率而成为12。(2)在状态(t2)的期间，半导体开关元件51b截止，半导体开关元件51d截止，形成从直流电源1经由第1绕组4e、半导体整流元件52a、第2平滑电容器6返回到直流电源1的电流i1的电流环路和从直流电源1经由第2绕组4f、半导体整流元件52c、第2平滑电容器6返回到直流电源1的电流i2的电流环路。该期间是第1绕组4e和第2绕组4f的励磁被复位的期间，i1ac、i2ac不变化，i1dc、i2dc分量减少。i1ac的电流斜率成为0，i1dc的电流的斜率成为-6，第1绕组4e的电流斜率成为-6。第1绕组4e和第2绕组4f的合计电流的斜率是i1dc和i2dc的合计斜率而成为-12。(3)在状态(t3)的期间，半导体开关元件51b截止，半导体开关元件51d导通，形成从直流电源1经由第1绕组4e、半导体整流元件52a、第2平滑电容器6返回到直流电源1的电流i1的电流环路和从直流电源1经由第2绕组4f、半导体开关元件51d返回到直流电源1的电流i2的电流环路。此时，形成第1绕组4e和第2绕组4f磁耦合的差动型的耦合电抗器4，所以在第1绕组4e产生通过如图3所示的循环的磁通产生的电流纹波i1ac和通过如图2所示的不循环的磁通分量产生的电流纹波i1dc。在第2绕组4f产生通过如图4所示的循环的磁通产生的电流纹波i2ac(在该情况下以成为与i1ac相反的朝向的方向产生)和通过如图2所示的不循环的磁通分量产生的电流纹波i2dc。此时，来自第2绕组4f的磁通在减少第1绕组4e的磁通的方向磁耦合，所以i1ac成为负的斜率。同样地，i1ac的电流斜率成为-4，i1dc的电流的斜率成为6，第1绕组4e的电流斜率成为2。关于第1绕组4e和第2绕组4f的合计电流的斜率，i1ac和i2ac被消除，是i1dc和i2dc的合计斜率而成为12。(4)在状态(t4)的期间，与状态(t2)的情况同样地，半导体开关元件51b截止，半导体开关元件51d截止，形成从直流电源1经由第1绕组4e、半导体整流元件52a、第2平滑电容器6返回到直流电源1的电流i1的电流环路和从直流电源1经由第2绕组4f、半导体整流元件52c、第2平滑电容器6返回到直流电源1的电流i2的电流环路。该期间是第1绕组4e和第2绕组4f的励磁被复位的期间，i1ac、i2ac不变化，i1dc、i2dc分量减少。i1ac的电流斜率成为0，i1dc的电流的斜率成为-6，第1绕组4e的电流斜率成为-6。第1绕组4e和第2绕组4f的合计电流的斜率成为i1dc和i2dc的合计的斜率-12。如以上说明的那样，在d<0.5的情况下，在第1绕组4e的情况下，在状态(t3)的期间，电流i1的斜率成为正，作为电流分量，包含使dc/dc变换器5开关的开关频率的2倍的电流分量。[b]接下来，如图6所示，说明在d>0.5的情况下在第1绕组4e以及第2绕组4f产生的电流纹波。(1)在状态(t1)的期间，半导体开关元件51b导通，半导体开关元件51d导通，形成从直流电源1通过第1绕组4e返回到直流电源1的电流i1的电流环路和通过第2绕组4f返回到直流电源1的电流i2的电流环路。在该期间，在第1绕组4e和第2绕组4f，由循环的磁通分量产生的电流i1ac、i2ac成为零，通过不循环的磁通分量产生的电流纹波i1dc、i2dc增加。因此，在该期间，与上述d<0.5的情况同样地，为了简化说明，在假设将i1ac的电流斜率设为0、将i1dc的电流斜率设为6时，第1绕组4e的电流斜率成为6。关于第1绕组4e和第2绕组4f的合计电流的斜率，由于无i1ac和i2ac的分量，所以是i1dc和i2dc的合计斜率而成为12。(2)在状态(t2)的期间，半导体开关元件51b导通，半导体开关元件51d截止，形成从直流电源1通过第1绕组4e返回到直流电源1的电流i1的电流环路和经由第2绕组4f、半导体整流元件52c、第2平滑电容器6返回到直流电源1的电流i2的电流环路。在该期间，在第1绕组4e和第2绕组4f产生循环的磁通，i1ac增加，i2ac减少，通过不循环的分量产生的i1dc、i2dc减少。因此，在将i1ac的电流斜率设为4、将i1dc的电流斜率设为-6时，第1绕组4e的电流斜率成为-2。关于第1绕组4e和第2绕组4f的合计电流的斜率，i1ac和i2ac分量被消除，是i1dc和i2dc的合计斜率而成为-12。(3)在状态(t3)的期间，半导体开关元件51b导通，半导体开关元件51d导通，与状态(t1)相同。(4)在状态(t4)的期间，半导体开关元件51b截止，半导体开关元件51d导通，形成从直流电源1经由第1绕组4e、半导体整流元件52a、第2平滑电容器6返回到直流电源1的电流i1的电流环路和通过第2绕组4f返回到直流电源1的电流i2的电流环路。在该期间，在第1绕组4e和第2绕组4f产生循环的磁通，i1ac减少，i2ac增加，通过不循环的分量产生的i1dc、i2dc减少。因此，i1ac的电流斜率成为-4，i1dc的电流斜率成为-6，第1绕组4e的电流斜率成为-10。关于第1绕组4e和第2绕组4f的合计电流的斜率，i1ac和i2ac分量被消除，是i1dc和i2dc的合计斜率而成为-12。如以上说明的那样，在d>0.5时，如果是第1绕组4e则在状态(t2)的期间电流i1的斜率成为负，所以作为电流分量，包含使dc/dc变换器5开关的开关频率的2倍的电流分量。为了在电流分量中大量地包含使dc/dc变换器5开关的开关频率的2倍的电流分量，需要在d<0.5时，在状态(t3)的期间满足接下来的(式8)，并且在d>0.5时，在状态(t2)的期间满足接下来的(式9)。[数学式8][数学式9]在使用(式6)(式7)和表1，使用l(自感)、m(互感)、d(占空比)整理(式8)(式9)的关系式时，用接下来的(式10)(式11)表示。在d<0.5的情况下，[数学式10]在d>0.5的情况下，[数学式11]在满足上述关系式的条件下，使用dc/dc变换器5，针对下分支在d>0.5的条件下使第1平滑电容器3和第2平滑电容器6放电动作的情况下，在差动型的耦合电抗器4的绕组流过的电流波形、dc/dc变换器5的动作定时以及在构成dc/dc变换器5的半导体开关元件51a～51d流过的电流波形如图7所示。另外，图8～图19示出此时的dc/dc变换器5的流通部位和动作模式。此外，在图8～图19中，流通部位用粗线表示，dc/dc变换器5的流通部位和动作模式随着时间变化依照图8～图19的各状态依次变迁，如果图19的状态结束则返回到图8的状态。根据以上可知，在第1绕组4e以及第2绕组4f流过包含使dc/dc变换器5的半导体开关元件开关的情况下的开关频率的2倍的频率分量的电流i1、i2。接下来，说明如下的放电动作：在探测到车辆的碰撞的情况或者车辆的使用结束而探测到动力的停止的情况下，通过dc/dc变换器控制部9a使包含于dc/dc变换器5的作为功率半导体元件的构成要素的半导体开关元件51a～51d开关动作，将第1平滑电容器3、第2平滑电容器6的电荷放电。在探测到车辆的碰撞的情况或者车辆的使用结束而探测到动力的停止的情况下，开关2截止，并且通过控制部9的逆变器控制部9b停止逆变器7，并且根据来自放电判定指示部9c的指示，dc/dc变换器控制部9a执行dc/dc变换器5的放电动作。该情况下的dc/dc变换器控制部9a中的针对dc/dc变换器5的控制动作与上述开关2处于导通状态的通常驱动时的情况基本上相同。即，积蓄于第1平滑电容器3以及第2平滑电容器6的能量被通过经由在第1平滑电容器3与第2平滑电容器6之间存在的dc/dc变换器5、差动型的耦合电抗器4流过电流而产生的铜损以及铁损消耗能量而放电。但是，在该情况下的放电动作时，相比于通常的电力变换动作时，降低dc/dc变换器5的开关频率，dc/dc变换器5在容许的电流范围内增大电流纹波。由此，损耗增加，所以能够将在开关2截止的情况下的放电时间加快。在进行这样的放电动作的情况下，在第1平滑电容器3、第2平滑电容器6和差动型的耦合电抗器4产生lc谐振，所以在过于降低dc/dc变换器5的开关频率时，存在产生超过dc/dc变换器5、第1平滑电容器3以及第2平滑电容器6的容许值的谐振电压、谐振电流的可能性。因此，如图20所示，在进行控制使得dc/dc变换器5的开关频率随着放电从第1平滑电容器3、第2平滑电容器6的放电开始时起发展而从通常的电力变换动作时的频率逐渐变低时，能够同时实现构成的零件的保护和放电时间的缩短。图20是关于使dc/dc变换器5开关动作的情况下的开关频率的说明图。在这样第1平滑电容器3、第2平滑电容器6的放电时间加快时，能够减小用于针对驱动控制进行放电动作的dc/dc变换器5的控制部9供给电力的辅助电源10的电源容量，实现电力变换装置整体的小型化。实施方式2.本申请的实施方式2的电力变换装置的特征在于，使在实施方式1中使用的耦合电抗器4的耦合结构成为累积型，其他结构与实施方式1的情况相同，所以省略详细的结构的说明。在此，累积型的耦合电抗器4是指，如图21所示，以在第1绕组4e和第2绕组4f中流过直流的情况下在通过第1绕组4e以及第2绕组4f在芯4g产生的直流磁通的朝向相互加强的方向产生的方式，卷绕第1绕组4e和第2绕组4f。图24是示出使用该累积型的耦合电抗器4使dc/dc变换器5移相动作的情况下的、dc/dc变换器5的开关定时以及各部的电流和耦合电抗器4的绕组电流的时间变化的图。另外，在图25～图34中，示出dc/dc变换器5的电流路径和动作模式。此外，dc/dc变换器5的流通部位和动作模式随着时间变化依照图25～图34的各状态依次变迁，如果图34的状态结束则返回到图25的状态。在使用该累积型的耦合电抗器4使dc/dc变换器5移相动作时，从图24、图25～图34可知，dc/dc变换器5成为回流动作，所以在累积型的耦合电抗器4的第1绕组4e、第2绕组4f流过有效值高的方形波状的电流而铜损增加，能够与实施方式1的情况同样地将开关2截止的情况下的放电时间加快。以上，本申请的公开记载了各种例示性的实施方式以及实施例，但1个或者多个实施方式中记载的各种特征、方式以及功能不限于特定的实施方式的应用，能够单独地或者以各种组合应用于实施方式。因此，在本申请说明书中公开的技术的范围内设想未例示的无数的变形例。例如，包括将至少1个构成要素变形的情况、追加的情况或者省略的情况、进而提取至少1个构成要素并与其他实施方式的构成要素组合的情况。当前第1页12