电力转换装置的控制装置的制作方法

相关申请的援引

本申请以2018年4月17日申请的日本专利申请2018-079397号的申请为基础，在此援引其记载内容。

本公开涉及应用于电力转换装置的控制装置。

背景技术：

例如，在专利文献1中，公开了一种电力转换装置的控制装置，该电力转换装置具有电抗器、驱动开关和电容器，并且将交流电压和电容器的端子间电压中的输入的一方的电压转换为另一方的电压并输出。该控制装置通过公知的峰值电流模式控制来操作驱动开关，以将流过电抗器的电抗器电流控制为指令值。此外，该控制装置通过将根据交流电压的相位而变化的修正值和指令值相加，从而使交流电流的失真减少。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2015-198460号公报

技术实现要素：

在交流电压与电容器的端子间电压之间转换电力的电流转换装置中，由于电容器的端子间电压的变动的影响，流过电抗器的电抗器电流可能发生变动。在这种情况下，由于端子间电压的变动的影响，可能无法适当地抑制交流电流的失真。

本公开鉴于所述技术问题而作，其目的在于提供一种电力转换装置的控制装置，该控制装置应用于将交流电压和电容器的端子间电压中的输入的一方电压转换为另一方电压的电力转换装置，并且能够适当地抑制交流电流的失真。

为了解决所述技术问题，本公开的控制装置是一种电力转换装置的控制装置，所述控制装置应用于电力转换装置，所述电力转换装置具有电抗器、驱动开关和电容器，并且将交流电压及所述电容器的端子间电压中的输入的一方电压转换为另一方电压并输出。控制装置包括：电流获取部，所述电流获取部获取流过所述电抗器的电抗器电流；交流电压获取部，所述交流电压获取部获取所述交流电压；指令值计算部，所述指令值计算部基于获取的所述交流电压，来对正弦波状的电抗器电流的指令值进行计算；电流修正部，所述电流修正部设定与计算出的所述指令值相加的修正值；以及电流控制部，所述电流控制部通过峰值电流模式控制来操作所述驱动开关，以将获取的所述电抗器电流控制为加上设定的所述修正值后的所述指令值，所述电流修正部基于获取的所述交流电压，将所述修正值设定为包含所述电容器的端子间电压的变动成分的值。

电容器的端子间电压的变动是与交流电压的振幅对应的值。另外，由于施加于电抗器的电容器的端子间电压发生变动，电抗器电流发生变动，因此，认为电容器的端子间电压的变动周期和电抗器电流的变动周期之间具有相关性。由此，本发明人发现，通过基于交流电压将修正值设定为与电容器的端子间电压的变动对应的值，能够适当地抑制交流电流的失真。

针对这点，在所述结构中，基于获取的交流电压来计算正弦波状的电抗器电流的指令值。另外，通过峰值电流模式控制来操作驱动开关，以将获取的电抗器电流控制为加上修正值后的电抗器电流的指令值。此时，基于获取的交流电压，将修正值设定为包含电容器的端子间电压的变动成分的值。在这种情况下，通过将修正值设定为考虑了伴随端子间电压的变动产生的电抗器电流的变动后的值，能够适当地抑制交流电流的失真。

附图说明

参照附图和以下详细的记述，可以更明确本发明的所述目的、其他目的、特征和优点。附图如下所述。

图1是第一实施方式的电力转换装置的结构图。

图2是对控制装置的功能进行说明的功能框图。

图3是示出交流电压、修正前指令值以及电抗器电流的平均值的推移的图。

图4是电流修正部的结构图。

图5是对谐波修正值的推移进行说明的图。

图6是对偏离幅度进行说明的图。

图7是示出使用峰值电流模式控制的开关的操作步骤的流程图。

图8是电力转换装置的时序图。

图9是对本实施方式的效果进行说明的图。

图10是第二实施方式的电力转换装置的结构图。

图11是控制装置的功能框图。

图12是电力转换装置的时序图。

图13是第二实施方式的变形例的电力转换装置的结构图。

图14是第二实施方式的变形例的电力转换装置的结构图。

图15是第三实施方式的电力转换装置的结构图。

图16是控制装置的功能框图。

图17是对谐波修正值的推移进行说明的图。

图18是电力转换装置的时序图。

图19是对本实施方式的效果进行说明的图。

图20是第四实施方式的电力转换装置的结构图。

图21是控制装置的功能框图。

图22是电力转换装置的时序图。

具体实施方式

<第一实施方式>

采用附图对本实施方式的电力转换装置的控制装置的一个方式进行说明。本实施方式的电力转换装置将从交流电源供给的交流电压转换为直流电压。

如图1所示，电力转换装置100包括ac/dc转换器10。ac/dc转换器10经由第一交流端子ta1和第二交流端子ta2连接到交流电源200，并且经由第一直流端子td1和第二直流端子td2连接到未图示的设备。电力系统200例如是商用电源。设备包括例如电池等直流电源和dc/dc转换器中的至少一方。

ac/dc转换器10包括全桥电路12、半桥电路15、电抗器13、电容器16以及第一配线lp1至第六配线lp6。

全桥电路12包括第一二极管d1至第四二极管d4。第一二极管d1的阳极和第二二极管d2的阴极连接，第三二极管d3的阳极和第四二极管d4的阴极连接。第一二极管d1和第三二极管d3的各阴极连接到第三配线lp3的第一端，第二二极管d2和第四二极管d4的各阳极连接到第四配线lp4的第一端。

在全桥电路12中，第一二极管d1和第二二极管d2之间的第一连接点k1连接到第五配线lp5的第一端，第五配线lp5的第二端连接到第一交流端子ta1。第三二极管d3和第四二极管d4之间的第二连接点k2连接到第六配线lp6的第一端，第六配线lp6的第二端连接到第二交流端子ta2。

半桥电路15包括第五二极管d5和开关sw。开关sw是电压驱动式的开关，在本实施方式中是n通道mosfet。第五二极管d5的阳极与开关sw的漏极连接。第五二极管d5的阴极连接到第一配线lp1的第一端，第一配线lp1的第二端连接到第一直流端子td1。开关sw的源极连接到第二配线lp2的第一端，第二配线lp2的第二端连接到第二直流端子td2。开关sw包括反向并联连接的寄生二极管。

第五二极管d5与开关sw之间的第三连接点k3连接到第三配线lp3的第二端。在第三配线lp3上设置有电抗器13。此外，开关sw的源极连接到第四配线lp4的第二端。

电容器16连接于第一配线lp1与第二配线lp2之间。

电力转换装置100包括第一电压传感器31、电流传感器32和第二电压传感器33。第一电压传感器31连接于第一配线lp1与第二配线lp2之间，将电容器16的端子间电压检测为dc线路电压vdc。在本实施方式中，将在电容器16的两端中的第一配线lp1侧的电位比第二配线lp2侧的电位高时的dc线路电压vdc的符号定义为正。电流传感器32设置于第四配线lp4，将流过电抗器13的电流检测为电抗器电流ilr。第二电压传感器33连接于第五配线lp5与第6配线lp6之间，将交流电源200的电压检测为交流电压vac。

电力转换装置100包括控制装置30。控制装置30提供的各功能可以由例如存储在实体存储器装置中的软件和执行该软件的计算机、硬件或它们的组合来提供。

图2是对控制装置30的功能进行说明的功能框图。控制装置30通过公知的峰值电流模式控制，将开关sw操作为断开状态(打开状态)或接通状态(闭合状态)。在本实施方式中，控制装置30包括波形生成部341、乘法器342、绝对值计算部343、加法器344、电流修正部40和电流控制部50。在本实施方式中，波形生成部341、乘法器342、绝对值计算部343相当于指令值计算部。

波形生成部341生成表示交流电源200的变化的基准波形sinωt。基准波形是表示交流电源200的半周期(t/2)中的电压变化的值。例如，波形生成部341将由第二电压传感器33检测到的交流电压vac为0的点检测为过零时刻，并且将交流电压vac从过零时刻变化到下一个过零时刻的期间设定为交流电源200的半周期(t/2)。然后，波形生成部341根据周期t来计算交流电源200的角速度ω(＝2π×(1/t))。波形生成部341通过将振幅为1的正弦波信号的角速度设定为计算出的角速度ω来计算与交流电压vac相位相同的基准波形sinωt。

乘法器342将电抗器电流ilr的振幅指令值ia*与由波形生成部341生成的基准波形sinωt相乘。振幅指令值ia*是确定电抗器电流ilr的振幅的指令值，例如基于输出电压即dc线路电压vdc的指令值来确定。绝对值计算部343将来自乘法器342的输出值的绝对值|ia*×sinωt|设定为修正前指令电流il*。在本实施方式中，修正前指令电流il*相当于电抗器电流的指令值。

电流修正部40设定对修正前指令电流il*进行修正的电流修正值ic。电流修正值ic是用于对交流电流iac的失真进行抑制的修正值。加法器344将修正前指令电流il*的绝对值与电流修正值ic相加，将相加后的值设定为修正后指令电流ila*。

电流控制部50基于由电流传感器32检测到的电抗器电流ilr和修正后指令电流ila*，输出对开关sw进行操作的栅极信号gs。在本实施方式中，电流控制部50通过公知的峰值电流模式控制来输出栅极信号gs。

电流控制部50包括da转换器351、比较器352、加法器353、rs触发器357和斜坡补偿部51。通过da转换器351将修正后指令电流ila*从数字值转换为模拟值。转换为模拟值的修正后指令电流ila*向比较器352的反相输入端子输入。加法器353将电抗器电流ilr和由斜坡补偿部51设定的斜坡补偿信号slope相加。来自加法器353的输出向比较器352的非反相输入端子输入。此外，斜坡补偿信号slope对伴随电抗器13中流动的电流的变动产生的振荡进行抑制。

比较器352将修正后指令电流ila*和斜坡补偿后的电抗器电流ilr进行比较，在斜坡补偿后的电抗器电流ilr小于修正后指令电流ila*的期间，将低电平信号向rs触发器357的r端子输入。此外，在斜坡补偿后的电抗器电流ilr大于修正后指令电流ila*的期间，比较器352将高电平信号向rs触发器357的r端子输入。另外，时钟信号向rs触发器357的s端子输入。从时钟信号被切换到高电平开始直到下一次时钟信号被切换到高电平为止的期间是开关sw的一个切换周期tsw。

rs触发器357的q端子连接到开关sw的栅极。从q端子输出到开关sw的栅极的信号为栅极信号gs。

接着，对电力转换装置100的动作进行说明。通过电流控制部50实施的峰值电流模式控制，使栅极信号gs变为高电平，从而使开关sw变为接通状态(闭合状态)，并且形成包括电抗器13和开关sw的闭合电路。此外，电流在闭合电路内流过电抗器13，使磁能被储存于电抗器13。通过使栅极信号gs变为低电平，使开关sw变为断开状态(打开状态)，通过储存于电抗器13的磁能使电流通过第五二极管d5向第一直流端子td1流动。

图3的(a)示出了交流电压vac的推移，图3的(b)示出了修正前指令电流il*的推移。图3的(c)示出了电抗器电流ilr的平均值iave的推移。图3中示出了当功率因数为1时各值的推移。

如图3的(a)和图3的(b)所示，修正前指令电流il*以正弦波的正半波与交流电压vac的变化同步地重复的方式推移。此外，如图3的(c)所示，在没有失真的电抗器电流ilr中，平均值iave与修正前指令电流il*同样地，以正弦波的正半波与交流电压vac的变化同步地重复的方式推移。

另一方面，实际上，在电抗器电流ilr中可能会发生失真，在这种情况下，平均值iave可能不会成为图3的(c)所示的波形。在峰值电流模式控制中，由于电抗器电流ilr不会成为适当的值，因此，在交流电流iac中发生失真。因此，控制装置30利用电流修正值ic对修正前指令电流il*进行修正，来抑制交流电流iac的失真。

具体而言，当将交流电压vac转换为dc线路电压vdc时，表示发生失真的电抗器电流ilr的平均值iave与修正前指令电流il*之间的差的偏离幅度在过零时刻(t1、t3、t5)附近变为最大的值。此外，偏离幅度在交流电压vac的峰值时刻(t2、t4)附近变为最小的值。因此，通过根据偏离幅度来设定电流修正值ic，增加了在过零时刻附近的电抗器电流ilr。

在此，施加于电抗器13的dc线路电压vdc可能发生变动。由于dc线路电压vdc发生变动，电抗器电流ilr会发生变动，交流电流iac的失真有可能会变大。

dc线路电压vdc的变动是与交流电压vac的振幅对应的值。另外，由于dc线路电压vdc的变动，电抗器电流ilr发生变动，因此，dc线路电压vdc的变动周期与电抗器电流ilr的变动周期之间具有相关性。例如，在ac/dc转换器10中，已知dc线路电压vdc的变动频率会以交流电压vac的两倍的频率进行变化(竹下隆晴等著《单相pfc变换器的直流电压控制和谐波电流控制》电气学会论文d，121卷10号，平成13年，pp.1041-1048)。根据这些关系，本发明人发现，通过基于交流电压vac将电流修正值ic设定为与dc线路电压vdc的变动对应的值，能够抑制交流电流iac的失真。另外，在所述文献中，记载了伴随变动的dc线路电压vd成为与流过ac/dc转换器10的电流的值对应的值。因此，在本实施方式中，控制装置30基于表示交流电压vac和电抗器电流ilr的振幅的振幅指令值ia*，将电流修正值ic设定为包含dc线路电压vdc的变动成分的值。

接着，对本实施方式的电流修正部40的结构进行说明。图4所示的电流修正部40包括有效值计算部41、上限值设定部42、谐波成分生成部43和最小值选择部44。

有效值计算部41基于交流电压vac来计算交流电源200的有效值vrms。

上限值设定部42基于有效值vrms和振幅指令值ia*来设定上限值idc。鉴于振幅指令值ia*越大，电抗器电流ilr的增加量越大这一情况，本实施方式中，振幅指令值ia*越大，上限值设定部42将上限值idc设定为越大的值。

控制装置30包括存储器等存储部，在存储部中存储有直流成分映射，该直流成分映射是对应于各有效值vrms以及各振幅指令值ia＊而规定上限值idc的信息。例如，各有效值vrms对应于各国的商用电源的有效值vrms。因此，上限值设定部42能够通过参照直流成分映射来设定与有效值vrms及振幅指令值ia*对应的上限值idc。另外，作为交流电压vac的振幅，也可以将在上限值设定部42中使用的参数代替交流电压vac的有效值vrms。

谐波成分生成部43基于振幅指令值ia*和交流电压vac，来设定谐波修正值ih。图5是对本实施方式中的交流电压vac、dc线路电压vdc以及谐波修正值ih的推移进行说明的图。在图5中，dc线路电压vdc以交流电压vac的两倍的频率进行变化。具体而言，在交流电压vac为正极性的第一期间p1的前半p11和交流电压vac为负极性的第二期间p2的前半p21中，dc线路电压vdc以取极小值的方式进行变化。然后，dc线路电压vdc在第一期间p1和第二期间p2的后半p12、p22中以取极大值的方式进行变化。在图5的(c)中，谐波修正值ih按照点线、虚线、实线的顺序，使对应的振幅指令值ia*变大。以下，将dc线路电压vdc高于平均值的状态记载为正极性，将dc线路电压vdc低于平均值的状态记载为负极性。因此，在图5中，dc线路电压vdc高于平均值的期间p12、p22是为正极性的期间，dc线路电压vdc低于平均值的期间p11、p21是为负极性的期间。

谐波成分生成部43以下述方式设定谐波修正值ih：在dc线路电压vdc为正极性的期间p12、p22以及dc线路电压vdc为负极性的期间p11、p21中分别取一个极大值，在为正极性的期间的极大值和为负极性的期间的极大值之间取一个极小值。另外，谐波成分生成部43将dc线路电压vdc的过零时刻处的谐波修正值ih设定为不取决于振幅指令值ia*的大小的值。具体而言，dc线路电压vdc从正变为负的过零时刻处的谐波修正值ih与振幅指令值ia*的大小无关地被设定为相同的值，dc线路电压vdc从负变为正的升零时刻处的谐波修正值ih与振幅指令值ia*的大小无关地被设定为相同的值。

交流电流iac的振幅越大，dc线路电压vdc的远离平均值的变动幅度越大。因此，在dc线路电压vdc为负极性的期间p11、p21中，振幅指令值ia*越大，谐波成分生成部43将谐波修正值ih设定为越小的值。此外，在dc线路电压vdc为正极性的期间p12、p22中，振幅指令值ia*越大，谐波成分生成部43将谐波修正值ih设定为越大的值。

谐波成分生成部43设定谐波修正值ih，使得振幅指令值ia*越大，dc线路电压vdc从过零的时刻到谐波修正值ih分别成为极大值和极小值的时间越短。图5的(c)示出了与不同值的三个振幅指令值ia*对应的谐波修正值ih。作为一例，作为dc线路电压vdc从过零的时刻到谐波修正值ih成为极小值的时间，示出了振幅指令值ia*较大时的时间t1和振幅指令值ia*较小时的时间t2。与较大的振幅指令值ia*对应的时间t1比与较小的振幅指令值ia*对应的时间t2短。另外，即使在极大值中，同样地，与较大的振幅指令值ia*对应的时间也比与较小的振幅指令值ia*对应的时间短。

在本实施方式中，在控制装置30的存储部中存储有修正值映射，该修正值映射是与各振幅指令值ia*和各交流电压vac相对应地规定谐波修正值ih的信息。因此，谐波成分生成部43能够通过参照修正值映射来设定与振幅指令值ia*以及交流电压vac对应的谐波修正值ih。

在由谐波成分生成部43设定的谐波修正值ih的值小于由上限值设定部42设定的上限值idc的情况下，最小值选择部44将谐波修正值ih直接设定为电流修正值ic。另一方面，在谐波修正值ih为上限值idc以上的值的情况下，将上限值idc设定为电流修正值ic。

接着，使用图6对表示振幅指令值ia*与谐波修正值ih的对应关系的修正值映射的制作方法进行说明。

图6是对偏离幅度δi进行说明的图。在本实施方式中，将偏离幅度δi定义为电抗器电流ilr的平均值iave与修正前指令电流il*之间的差。因此，当将一个切换周期tsw中的电抗器电流ilr的最大增加量设为δil时，偏离幅度δi为使平均值iave与最大增加量δil之间的差(＝δil/2)和斜坡补偿信号slope的最大增加量δslope相加而得到的值。另外，在本实施方式中，将偏离幅度δi设定为谐波修正值ih，通过使用了电抗器电流ilr增加时的斜率mb和斜坡量ms的下式(1)来计算谐波修正值ih。在下式(1)中，d为占空比。

ih＝mb×d×tsw/2+ms×d×tsw…(1)

电抗器电流ilr增加时的斜率mb存在“mb＝vac/l”的关系，将该相关性代入上式(1)，从而通过下式(2)来计算谐波修正值ih。

[数学式1]

当电力转换装置100将交流电压转换为直流电压时，通过下式(3)来计算占空比d。另外，vdc*是未发生变动时的dc线路电压。例如，vdc*是电容器16的端子间电压的平均值。

[数学式2]

在此，通过下式(4)来计算电容器16的端子间电压发生变动时的dc线路电压vdc。在下式(4)中，θ表示交流电压vac的相位，f表示交流电压vac的频率，c表示电容器16的静电电容。

[数学式3]

因此，通过将上式(3)的vdc*置换为上式(4)的右边的下式(5)来计算考虑了dc线路电压vdc的变动的占空比d。

[数学式4]

在本实施方式中，使用上式(2)、(5)，计算与各种振幅指令值ia*以及交流电压vac对应的谐波修正值ih。然后，通过将计算出的谐波修正值ih与振幅指令值ia*及交流电压vac的每个组合建立对应关系，来制作修正值映射。

接着，利用图7对使用了峰值电流模式控制的开关sw的操作步骤进行说明。图7所示的处理由控制装置30以规定周期反复实施。

在步骤s10中，获取由电流传感器32检测到的电抗器电流ilr。步骤s10相当于电流获取部。在步骤s11中，获取由第二电压传感器33检测到的交流电压vac。步骤s11相当于交流电压获取部。

在步骤s12中，使振幅指令值ia*与交流电压vac的基准波形sinωt相乘，并将该乘积值的绝对值计算为修正前指令电流il*。步骤s12相当于指令值计算部。

在步骤s13中，基于交流电压vac来计算交流电源200的有效值vrms。在步骤s14中，基于交流电压vac、有效值vrms及振幅指令值ia*，如先前的图4所示，设定电流修正值ic。

在步骤s15中，通过将步骤s14中设定的电流修正值ic与修正前指令电流il*相加，来设定修正后指令电流ila*。

在步骤s16中，如使用图2说明的那样，输出基于修正后指令电流ila*来实施峰值电流模式控制时的栅极信号gs。由此，将电抗器电流ilr控制为在步骤s15中设定的修正后指令电流ila*。其结果是，在电抗器13中流过交流电流iac的失真被抑制的电抗器电流ilr。在步骤s16的处理结束时，暂时结束图7的处理。

接着，使用图8和图9，对本实施方式的作用效果进行说明。

图8的(a)示出了交流电压vac的推移，图8的(b)示出了dc线路电压vdc的推移。图8的(c)示出了栅极信号gs的推移，图8的(d)示出了电流修正值ic的推移。图8的(e)示出了电抗器电流ilr的推移，图8的(f)示出了交流电流iac的推移。另外，图8的(d)所示的电流修正值ic是谐波修正值ih小于上限值idc时的值，并且是谐波修正值ih本身。此外，在图8的(a)中，t11、t13、t15示出了交流电压vac的过零时刻，t12、t14示出了交流电压vac成为正峰值和负峰值的峰值时刻。

在dc线路电压vdc为负极性的期间p11中，电流修正值ic以在时刻t11附近取了极大值后，在时刻t12处取极小值的方式进行变化。另外，在dc线路电压vdc为正极性的期间p12中，电流修正值ic以在时刻t13附近取极大值的方式进行变化。另外，在dc线路电压vdc为正极性的期间p21和为负极性的期间p22中，电流修正值ic也与期间p11、p12同样地变化。

在与交流电压vac的变化的关系中，电流修正值ic在第一期间p1和第二期间p2中分别以在交流电压vac的过零时刻(t11、t13、t15)附近取极大值，在峰值时刻(t12、t14)附近取极小值的方式进行变化。因此，在偏离幅度δi成为最大的交流电压vac的过零时刻处，与使电流修正值ic恒定的情况相比，栅极信号gs的占空比d变大。另一方面，在偏离幅度变小的峰值时刻附近，与使电流修正值ic恒定的情况相比，栅极信号gs的占空比d变小。另外，电流修正值ic根据dc线路电压vdc的变动而进行变化，由此栅极信号gs的占空比d根据dc线路电压vdc的变动进行调节。由此，交流电流iac成为抑制了失真的正弦波状的波形。

图9的(a1)、(b1)、(c1)是示出了本实施方式的电流修正值ic、电抗器电流ilr、交流电流iac的推移的图。图9的(a2)、(b2)和(c2)是示出了比较例的电流修正值ic、电抗器电流ilr、交流电流iac的推移的图。另外，比较例的电流修正值ic根据交流电压vac的变化而进行设定，没有考虑dc线路电压vdc的变动来设定。

在比较例中，通过使用了图9的(a2)所示的电流修正值ic的峰值电流模式控制，在电抗器13中流过图9的(b2)所示的电抗器电流ilr。因此，图9的(c2)所示的交流电流iac发生失真。例如，在比较例中，交流电流iac的总失真率thd为12％。与此相对，图9的(a1)所示的电流修正值ic被设定为除了交流电压vac的变化以外还考虑了dc线路电压vdc的变动的值。通过使用了图9的(a1)所示的电流修正值ic的峰值电流模式控制，在电抗器13中流过图9的(b1)所示的电抗器电流ilr。因此，与图9的(c2)所示的交流电流iac相比，图9的(c1)所示的交流电流iac的失真减少。例如，在图9的(c1)中，交流电流iac的总失真率thd为0.1％。

根据以上说明的本实施方式，起到了以下效果。

·控制装置30通过峰值电流模式控制来操作开关sw，以将电抗器电流ilr控制为加上电流修正值ic后的修正后指令电流ila*。此时，控制装置30基于交流电压vac，将电流修正值ic设定为包含dc线路电压vdc的变动成分的值。在这种情况下，通过将电流修正值ic设定为与伴随dc线路电压vdc的变动产生的电抗器电流ilr的变动对应的值，能够适当地抑制交流电流iac的失真。

·控制装置30以下述方式设定电流修正值：在dc线路电压vdc为正极性和负极性的期间分别取一个极大值，并且在为正极性的期间的极大值与为负极性期间的极大值之间取一个极小值。在这种情况下，电流修正值ic与伴随dc线路电压vdc的变动产生的电抗器电流ilr的变动对应，并且设定为与偏离幅度的变化趋势对应的值，因此，能够进一步抑制交流电流iac的失真。

·控制装置30基于交流电压vac和振幅指令值ia*来计算修正前指令电流il*。另外，在dc线路电压vdc为负极性的期间，振幅指令值ia*越大，控制装置30将电流修正值ic设定为越小的值，在dc线路电压vdc为正极性的期间，振幅指令值ia*越大，控制装置30将电流修正值ic设定为越大的值。在这种情况下，通过根据伴随交流电压vac的增减产生的dc线路电压vdc的变动趋势来增减电流修正值ic，能够进一步抑制交流电流iac的失真。

<第二实施方式>

在第二实施方式中，主要对与第一实施方式不同的结构进行说明。另外，标注与第一实施方式相同符号的结构表示相同的结构，不重复其说明。

在本实施方式中，与第一实施方式示出的电力转换装置100相比，电路拓扑不同。具体而言，本实施方式的电力转换装置100与第一实施方式不同，不包括半桥电路。

图10是表示第二实施方式的电力转换装置100的图。第一直流端子td1和全桥电路70经由第一配线lp1连接。第二直流端子td2和全桥电路70经由第二配线lp2连接。

全桥电路70包括第一开关sw11和第二开关sw12、以及第一二极管d11和第二二极管d12。第一开关sw11和第二开关sw12是电压驱动式的开关，在本实施方式中是n通道mosfet。第一二极管d11的阳极与第一开关sw11的漏极连接。第二二极管d12的阳极与第二开关sw12的漏极连接。第一二极管d11、第二二极管d12各自的阴极连接到第一配线lp1，第一开关sw11、第二开关sw12各自的源极连接到第二配线lp2。第一开关sw11和第二开关sw12分别包括反向并联连接的寄生二极管。

第一二极管d11和第一开关sw11的第一连接点k11连接到第五配线lp5的第一端，第五配线lp5的第二端连接到第一交流端子ta1。第二二极管d12和第二开关sw12的第二连接点k12连接到第六配线lp6的第一端，第六配线lp6的第二端连接到第二交流端子ta2。

在第一二极管d11的阳极与第一开关sw11的漏极之间设置有第一电流传感器34。第一电流传感器34将流过第一开关sw11的电流检测为第一电抗器电流il1r。此外，在第二二极管d12的阳极与第二开关sw12的漏极之间设置有第二电流传感器35。第二电流传感器35将流过第二开关sw12的电流检测为第二电抗器电流il2r。

图11是表示第二实施方式的控制装置30的功能的功能框图。控制装置30包括第一电流控制部52、第二电流控制部53和切换部60。在本实施方式中，控制装置30通过峰值电流模式控制来操作第一开关sw11和第二开关sw12，以将斜坡补偿后的电抗器电流ilr控制为修正后指令电流ila*。

第一电流控制部52实施峰值电流模式控制，以将斜坡补偿后的第一电抗器电流ilr控制为修正后指令电流ila*。第二电流控制部53实施峰值电流模式控制，以将斜坡补偿后的第二电抗器电流il2r控制为修正后指令电流ila*。由于第一电流控制部52和第二电流控制部53的结构与电流控制部50的结构相同，因此省略其说明。

切换部60根据交流电压vac的极性来切换第一栅极信号gs1或第二栅极信号gs2的输出。切换部60包括极性判断部61、第一and电路62和第二and电路63。极性判断部61的输出端子连接到第一and电路62和第二and电路63各自的输入端子。第一and电路62的另一个输入端子连接到第一电流控制部52的输出端子。第二and电路63的另一个输入端子连接到第二电流控制部53的输出端子。

当极性判断部61判断出交流电压vac为正极性时，向第一and电路62输出的第一选择信号aq1设为高电平，向第二and电路63输出的第二选择信号aq2设为低电平。另一方面，当极性判断部61判断出交流电压vac为负极性时，向第一and电路62输出的第一选择信号aq1设为低电平，向第二and电路63输出的第二选择信号aq2设为高电平。

第一and电路62连接到第一开关sw1的栅极，并输出操作第一开关sw1的打开/闭合的第一栅极信号gs1。第二and电路63连接到第二开关sw2的栅极，并输出操作第二开关sw2的打开/闭合的第二栅极信号gs2。

图12是本实施方式的电力转换装置100的时序图。图12的(a)示出了交流电压vac的推移，图12的(b)示出了dc线路电压vdc的推移。图12的(c)示出了第一选择信号aq1的推移，图12的(d)示出了第二选择信号aq2的推移。图12的(e)示出了第一栅极信号gs1的推移，图12的(f)示出了第二栅极信号gs2的推移。图12的(g)示出了电流修正值ic的推移，图12的(h)示出了电抗器电流ilr的推移，图12的(i)示出了交流电流iac的推移。另外，图12的(g)所示的电流修正值ic是谐波修正值ih小于上限值idc时的值，并且是谐波修正值ih本身。此外，在图12的(a)中，t21、t23、t25示出了交流电压vac的过零时刻，t22、t24示出了交流电压vac成为正峰值和负峰值的峰值时刻。

在交流电压vac为正极性的第一期间p1中，第一选择信号aq1变为高电平，第二选择信号aq2变为低电平，从而利用第一电流控制部52实施的峰值电流模式控制来操作第一开关sw1。

电流修正值ic在第一期间p1中根据dc线路电压vdc的变动而变化。此时，在dc线路电压vdc为负极性的期间p11中，电流修正值ic以在时刻t21附近取了极大值后，在时刻t22处取极小值的方式进行变化。然后，在为正极性的期间p12中，dc线路电压vdc以在时刻t23附近取极大值的方式进行变化。在与交流电压vac的变化的关系中，电流修正值ic以在过零时刻(t21、t23)附近取极大值，在峰值时刻(t22)处取极小值的方式进行变化。因此，在第一期间p1的各过零时刻处，与使电流修正值ic恒定的情况相比，第一栅极信号gs1的占空比变大，从而抑制了交流电流iac的失真。

在交流电压vac为负极性的第二期间p2中，第一选择信号aq1变为低电平，第二选择信号aq2变为高电平，从而利用第二电流控制部53实施的峰值电流模式控制来操作第二开关sw2。

电流修正值ic在第二期间p2中根据dc线路电压vdc的变动而变化。此时，在dc线路电压vdc为负极性的期间p21中，电流修正值ic以在时刻t23附近取了极大值后，在时刻t24处取极小值的方式进行变化。然后，在为正极性的期间p22中，dc线路电压vdc以在时刻t25附近取极大值的方式进行变化。因此，在与交流电压vac的变化的关系中，在第二期间p2中，电流修正值ic以在交流电压vac的过零时刻(t23、t25)附近取极大值，在峰值时刻(t24)处取极大值的方式进行变化。因此，在第二期间p2的各过零时刻处，与使电流修正值ic恒定的情况相比，第二栅极信号gs2的占空比变大，从而抑制了交流电流iac的失真。

在以上说明的本实施方式中，可以起到与第一实施方式相同的效果。

<第二实施方式的变形例1>

在本实施方式中，如图13所示，全桥电路71的拓扑与第二实施方式不同。在全桥电路71中，第一开关sw13的源极与第一二极管d13的阴极连接，第二开关sw14的源极与第二二极管d14的阴极连接。此外，第一电流传感器36连接到第一开关sw13的漏极侧，将流过第一开关sw13的电流检测为第一电抗器电流il1r。第二电流传感器37连接到第二开关sw14的漏极侧，将流过第二开关sw14的电流检测为第二电抗器电流il2r。

<第二实施方式的变形例2>

在本实施方式中，如图14所示，全桥电路72的拓扑与第二实施方式不同。在全桥电路72中，第一开关sw15的源极与第二开关sw16的漏极连接，第一二极管d15的阳极与第二二极管d16的阴极连接。此外，第一电流传感器38连接到第一开关sw15的漏极侧，将流过第一开关sw15的电流检测为第一电抗器电流il1r。第二电流传感器39连接到第二开关sw16的漏极侧，将流过第二开关sw16的电流检测为第二电抗器电流il2r。

<第三实施方式>

在第三实施方式中，主要对与第一实施方式不同的结构进行说明。另外，标注与第一实施方式相同符号的结构表示相同的结构，不重复其说明。

本实施方式的电力转换装置100将dc线路电压vdc转换为交流电压vac。图15所示的电力转换装置100包括dc/ac转换器80。dc/ac转换器80包括电容器16、半桥电路73、电抗器13、全桥电路74、以及第一配线lp1至第六配线lp6。

半桥电路73包括第一开关sw21和第二开关sw22。第一开关sw21和第二开关sw22是电压驱动式的开关，在本实施方式中是n通道mosfet。第一开关sw21的源极和第二开关sw22的漏极连接。第一开关sw21的漏极连接到第一配线lp1，第二开关sw22的源极连接到第二配线lp2。第一开关sw21和第二开关sw22分别包括反向并联连接的寄生二极管。在本实施方式中，第一开关sw21相当于驱动开关。

第一开关sw21和第二开关sw22的第一连接点k21连接到第三配线lp3的第一端。在第三配线lp3的一部分设置有电抗器13。此外，第二开关sw22的源极连接到第四配线lp4的第一端。第三配线lp3和第四配线lp4各自的第二端连接到全桥电路74。

全桥电路74包括第三开关sw23至第六开关sw26。第三开关sw23至第六开关sw26是电压驱动式的开关，在本实施方式中是n通道mosfet。第三开关sw23的源极与第四开关sw24的漏极连接。第五开关sw25的源极与第六开关sw26的漏极连接。第三开关sw23和第五开关sw25各自的漏极连接到第三配线lp3，第四开关sw24和第六开关sw26各自的源极连接到第四配线lp4。

第三开关sw23与第四开关sw24的第二连接点k22连接到第五配线lp5的第一端，第五配线lp5的第二端连接到第一交流端子ta1。第五开关sw25与第六开关sw26的第三连接点k23连接到第六配线lp6的第一端，第六配线lp6的第二端连接到第二交流端子ta2。

图16是对本实施方式的控制装置30的功能进行说明的功能框图。控制装置30通过峰值电流模式控制将第一开关sw21和第二开关sw22操作为断开状态(打开状态)或接通状态(闭合状态)。

电流控制部150基于电抗器电流ilr和修正后指令电流ila*输出操作第一开关sw1的第一栅极信号gs21和操作第二开关sw2的第二栅极信号gs22。电流控制部150连接到第一开关sw21的栅极，输出第一栅极信号gs21。此外，电流控制部150经由反相器162连接到第二开关sw22的栅极，并经由反相器162输出第二栅极信号gs22。

切换部160包括极性判断部161以及反相器162、163。极性判断部161在判断出交流电压vac为正极性时将输出信号设为低电平，在判断出交流电压vac为负极性时将输出信号设为高电平。

极性判断部161连接到第三开关sw23和第六开关sw26的各栅极，输出操作第三开关sw23和第六开关sw26的第三栅极信号gs23和第六栅极信号gs26。此外，极性判断部161经由反相器163连接到第四开关sw24和第五开关sw25的各栅极，并且经由反相器163输出操作第四开关sw24和第五开关sw25的第四栅极信号gs24和第五栅极信号gs25。第四栅极信号gs24和第五栅极信号gs25是使第三栅极信号gs23和第六栅极信号gs26反相而得到的值。

图17是对本实施方式中的交流电压vac、dc线路电压vdc以及电流修正值ic的推移进行说明的图。在图17中，dc线路电压vdc以交流电压vac的两倍的频率进行变化。在交流电压vac为正极性的第一期间p1和第二期间p2各自的前半周期p31、p41中，电流修正值ic以取极大值的方式进行变化，之后，在第一期间p1和第二期间p2各自的后半周期p32、p42中，以取极小值的方式进行变化。

当dc/ac转换器80将dc线路电压vdc转换为交流电压vac时，表示伴随失真的电抗器电流ilr的平均值iave与修正前指令电流il*的差的偏离幅度δi在交流电压vac为零的过零时刻附近变为最小的值。另外，偏离幅度δi在交流电压vac成为最大的峰值时刻附近变为最大的值。

在本实施方式中，谐波成分生成部43将dc线路电压vdc的升零时刻处的谐波修正值ih设定为其最小值。具体而言，谐波成分生成部43将dc线路电压vdc的升零时刻处的谐波修正值ih设定为0。此外，谐波成分生成部43以下述方式设定谐波修正值ih：在时间上相邻的谐波修正值ih的最小值之间至少取一个极大值。另外，谐波成分生成部43将dc线路电压vdc的过零时刻处的谐波修正值ih设定为不取决于振幅指令值ia*的大小的值。具体而言，dc线路电压vdc的升零时刻处的谐波修正值ih与振幅指令值ia*的大小无关地设定为相同的值。

交流电流iac的振幅越大，dc线路电压vdc的远离平均值的变动幅度越大。因此，在dc线路电压vdc为正极性的期间p31、p41中，振幅指令值ia*越大，谐波成分生成部43将谐波修正值ih设定为越大的值，在dc线路电压vdc为负极性的期间p32、p42中，振幅指令值ia*越大，谐波成分生成部43将谐波修正值ih设定为越小的值。

谐波成分生成部43设定谐波修正值ih，使得振幅指令值ia*越大，从dc线路电压vdc的升零时刻到谐波修正值ih成为极大值的时间越短。图17的(c)示出了与不同值的三个振幅指令值ia*对应的谐波修正值ih。此外，图17的(c)示出了振幅指令值ia*较大时的时间t3和振幅指令值ia*较小时的时间t4，以作为dc线路电压vdc从升零时刻到成为极大值的时间。与较大的振幅指令值ia*对应的时间t3比与较小的振幅指令值ia*对应的时间t4短。

在本实施方式中，控制装置30将表示交流电压vac、振幅指令值ia*与电流修正值ic的关系的修正值映射存储在存储部中。因此，谐波成分生成部43能够通过参照该修正值映射来设定与振幅指令值ia*以及交流电压vac对应的谐波修正值ih。

接着，在本实施方式中，对表示谐波修正值ih与交流电压vac的对应关系的修正值映射的制作方法进行说明。

电抗器电流ilr增加时的斜率mb存在“mb＝(vdc－|vac|)/l”的关系。因此，通过将该相关性代入上式(1)，利用下式(6)计算出将没有变动的dc线路电压vdc*转换为交流电压vac时的谐波修正值ih。

[数学式5]

当dc/ac转换器80将没有变动的dc线路电压vdc*转换为交流电压vac时，通过下式(7)计算占空比d。

[数学式6]

在dc/ac转换器80中，通过下式(8)来计算伴随脉动成分的dc线路电压vdc。

[数学式7]

因此，通过将上式(7)的vdc*置换为上式(8)的右边的下式(9)来计算考虑了dc线路电压vdc的变动的占空比d。

[数学式8]

另外，通过将上式(6)的vdc*置换为由上式(8)计算出的dc线路电压vdc来计算下式(10)。

[数学式9]

在本实施方式中，使用上式(9)、(10)来计算与各种振幅指令值ia*以及交流电压vac对应的谐波修正值ih。然后，通过将计算出的谐波修正值ih与振幅指令值ia*及交流电压vac的每个组合建立对应关系，来制作修正值映射。

接着，使用图18对电力转换装置100的动作进行说明。图18的(a)示出了交流电压vac的推移，图18的(b)示出了dc线路电压vdc的推移，图18的(c)示出了第一栅极信号gs21的推移。第二栅极信号gs22是使第一栅极信号gs21反相而得到的值。图18的(d)示出了电流修正值ic的推移，图18的(e)示出了电抗器电流ilr的推移。图18的(f)示出了交流电流iac的推移。另外，图18的(d)所示的电流修正值ic是谐波修正值ih小于上限值idc时的值，并且是谐波修正值ih本身。此外，在图18的(a)中，t41、t43、t45示出了交流电压vac的过零时刻，t42、t44示出了交流电压vac成为正峰值和负峰值的峰值时刻。

在交流电压vac为正极性的第一期间p1中，第四栅极信号gs24和第五栅极信号gs25变为高电平，从而使第四开关sw24和第五开关sw25变为接通状态(闭合状态)。当第三栅极信号gs23和第六栅极信号gs26变为低电平时，第三开关sw23和第六开关sw26变为断开状态(打开状态)。因此，在第一期间p1中，利用电流控制部150实施的峰值电流模式控制使第一栅极信号gs21变为高电平，并使第二栅极信号gs22变为低电平，从而形成包括第四开关sw24、第五开关sw25、电抗器13和第二开关sw22的闭合电路。

在第一期间p1中，电流修正值ic在dc线路电压vdc为正极性的期间p31中，以在时刻t41、t43处分别取极小值，在时刻t42附近取极大值的方式进行变化。另外，在与交流电压vac的变化的关系中，电流修正值ic以在过零时刻(t41，t43)处取极小值，在交流电压vac的峰值时刻(t42)附近取最大值的方式进行变化。即，在偏离幅度δi变小的过零时刻处，电流修正值ic成为最小值，在偏离幅度δi变大的交流电压vac的峰值时刻附近，电流修正值ic成为最大值。因此，在第一期间p1中，抑制了交流电流iac的失真。

在交流电压vac为负极性的第二期间p2中，第四栅极信号gs24和第五栅极信号gs25变为低电平，从而使第四开关sw24和第五开关sw25变为断开状态(打开状态)。此外，通过使第三栅极信号gs23和第六栅极信号gs26变为高电平，使第三开关sw23和第六开关sw26变为接通状态(闭合状态)。因此，在第二期间p2中，利用电流控制部150使第一栅极信号gs21变为高电平，并使第二栅极信号gs22变为低电平，从而形成包括第三开关sw23、第六开关sw26、电抗器13和第二开关sw22的闭合电路。

第二期间p2中，电流修正值ic在dc线路电压vdc为正极性的期间p42中，以在时刻t44附近取最大值，在时刻t45处取极小值的方式进行变化。在与交流电压vac的变化的关系中，电流修正值ic以在过零时刻(t45)处取极小值，在峰值时刻(t44)处取最大值的方式进行变化。因此，与第一期间p1同样地，在过零时刻处，电流修正值ic设定为最小值，在峰值时刻附近，通过将电流修正值ic设定为最大值来抑制交流电流iac的失真。

图19的(a1)、(b1)、(c1)是示出了本实施方式的电流修正值ic、电抗器电流ilr、交流电流iac的推移的图。图19的(a2)、(b2)、(c2)是示出了比较例的电流修正值ic、电抗器电流ilr、交流电流iac的推移的图。另外，在本比较例中，电流修正值ic根据交流电压vac的变化而进行设定，没有根据dc线路电压vdc的变动来设定。

利用使用了图19的(a2)所示的电流修正值ic的峰值电流模式控制，在电抗器13中流过图19的(b2)所示的电抗器电流ilr。因此，图19的(c2)所示的交流电流iac中发生失真。例如，在比较例中，交流电流iac的总失真率thd为2％。与此相对，图19的(a1)所示的电流修正值ic被设定为除了交流电压vac的变化以外还考虑了dc线路电压vdc的变动的值。利用使用了图19的(a1)所示的电流修正值ic的峰值电流模式控制，在电抗器13中流过图19的(b1)所示的电抗器电流ilr。因此，与图19的(c2)所示的交流电流iac相比，图19的(c1)所示的交流电流iac的失真减少。例如，在图19的(c1)中，交流电流iac的总失真率thd为1％以下。

根据以上说明的本实施方式，起到了以下效果。

·控制装置30应用于将dc线路电压vdc转换为交流电压vac的电力转换装置100。在dc线路电压vdc的一个周期中，控制装置30以下述方式设定谐波修正值ih：在dc线路电压vdc升零的时刻处取最小值，在时间上相邻的最小值之间取最大值。在这种情况下，即使在将dc线路电压vdc转换为交流电压vac的情况下，也能够起到与第一实施方式相同的效果。

·在dc线路电压vdc为正极性的期间，振幅指令值ia*越大，控制装置30将谐波修正值ih设定为越大的值，在dc线路电压vdc为负极性的期间，振幅指令值ia*越大，控制装置30将谐波修正值ih设定为越小的值。在这种情况下，即使在将dc线路电压vdc转换为交流电压vac的情况下，通过根据伴随振幅指令值ia*的增加产生的dc线路电压vdc的变动趋势来增减谐波修正值ih，能够进一步抑制交流电流iac的失真。

＜第四实施方式＞

在第四实施方式中，主要对与第三实施方式不同的结构进行说明。另外，标注与第三实施方式相同符号的结构表示相同的结构，不重复其说明。

在本实施方式中，与第三实施方式示出的电力转换装置100相比，电路拓扑不同。具体而言，本实施方式的电力转换装置100与第三实施方式不同，不包括半桥电路。

图20是本实施方式的电力转换装置100的结构图。第一直流端子td1和全桥电路75经由第一配线lp1连接。第二直流端子td2和全桥电路75经由第二配线lp2连接。

全桥电路75包括第一开关sw31至第四开关sw34。第一开关sw31至第四开关sw34是电压驱动式的开关，在本实施方式中是n通道mosfet。由于第一开关sw31至第四开关sw34与第三实施方式的第三开关sw23至第六开关sw26对应，因此省略全桥电路75的说明。

第一电流传感器131连接到第一开关sw31的漏极侧，将流过第一开关sw31的电流检测为第一电抗器电流il1r。此外，第二电流传感器132连接到第三开关sw33的漏极侧，将流过第三开关sw33的电流检测为第二电抗器电流il2r。

图21是示出第四实施方式的控制装置30的功能的功能框图。在本实施方式中，控制装置30通过峰值电流模式控制将第一开关sw31至第四开关sw34操作为断开状态(打开状态)或接通状态(闭合状态)。

控制装置30包括第一电流控制部155、第二电流控制部156和切换部164。第一电流控制部155实施峰值电流模式控制，以将斜坡补偿后的第一电抗器电流il1r控制为修正后指令电流ila*。第二电流控制部156实施峰值电流模式控制，以将斜坡补偿后的第二电抗器电流il2r控制为修正后指令电流ila*。由于第一电流控制部155和第二电流控制部156的结构与电流控制部50的结构相同，因此省略其说明。

切换部164包括极性判断部165、第一and电路167、第二and电路168以及反相器166、169、170。极性判断部165的输出端子连接到第一and电路167的一方的输入端子和反相器166的输入端子。反相器166的输出端子连接到第二and电路168的一方的输入端子。

第一电流控制部155的输出端子连接到第一and电路167的另一方的输入端子，第二电流控制部157的输出端子连接到第二and电路168的另一方的输入端子。第一and电路167连接到第二开关sw32的栅极，输出第二栅极信号gs32。此外，第一and电路167经由反相器169连接到第一开关sw31的栅极，并经由反相器169输出第一栅极信号gs31。第一栅极信号gs31是使第二栅极信号gs32反相的信号。

第二and电路168连接到第四开关sw34的栅极，输出第四栅极信号gs34。此外，第二and电路168经由反相器170连接到第三开关sw33的栅极，并经由反相器170输出第三栅极信号gs33。第三栅极信号gs33是使第四栅极信号gs34反相的信号。

图22是第四实施方式的电力转换装置100的时序图。图22的(a)示出了交流电压vac的推移，图22的(b)示出了dc线路电压vdc的推移。图22的(c)示出了第一选择信号aq1的推移，图22的(d)示出了第二选择信号aq2的推移。图22的(e)示出了第一栅极信号gs31的推移，图22的(f)示出了第三栅极信号gs33的推移。图22的(g)示出了电流修正值ic的推移。图22的(h)示出了电抗器电流ilr的推移，图22的(i)示出了交流电流iac的推移。另外，图22的(g)所示的电流修正值ic是谐波修正值ih小于上限值idc时的值，并且是谐波修正值ih本身。此外，在图22的(a)中，t51、t53、t55示出了交流电压vac的过零时刻，t52、t54示出了交流电压vac成为正峰值和负峰值的峰值时刻。

在交流电压vac为正极性的第一期间p1中，第四栅极信号gs34变为高电平，第二栅极信号gs32变为低电平。在所述第一期间p1中，通过第一电流控制部155实施的峰值电流模式控制来输出第一栅极信号gs31，以将斜坡补偿后的第一电抗器电流il1r控制为修正后指令电流ila*。

在第一期间p1中，电流修正值ic在dc线路电压vdc为正极性的期间p31中，以在时刻t51处取极小值，在时刻t52附近取最大值的方式进行变化。然后，在为负极性的期间p32中，dc线路电压vdc以在时刻t53处取极小值的方式进行变化。因此，在与交流电压vac的变化的关系中，以在过零时刻(t51、t53)处取极小值，在峰值时刻(t52)附近取最大值的方式进行变化。因此，与使电流修正值ic恒定的情况相比，第一栅极信号gs31的占空比在过零时刻附近变小，在峰值时刻附近变大。其结果是，抑制了第一期间p1中交流电流iac的失真。

在交流电压vac为负极性的第二期间p2中，第四栅极信号gs34变为低电平，第二栅极信号gs32变为高电平。在所述第二期间p2中，通过第二电流控制部156实施的峰值电流模式控制来输出第三栅极信号gs33，以将斜坡补偿后的第二电抗器电流il2r控制为修正后指令电流ila*。

第二期间p2中，电流修正值ic在dc线路电压vdc为正极性的期间p41中，以在时刻t54附近取最大值的方式进行变化，在dc线路电压vdc为负极性的期间p42中，以在时刻t55处取极小值的方式进行变化。因此，在与交流电压vac的变化的关系中，以在过零时刻(t55)处取极小值，在峰值时刻(t54)附近取最大值的方式进行变化。因此，与使电流修正值ic恒定的情况相比，第二栅极信号gs32的占空比在过零时刻附近变小，在峰值时刻点附近变大。其结果是，抑制了第二期间p2中交流电流iac的失真。

在以上说明的本实施方式中，起到与第三实施方式相同的效果。

＜其它实施方式＞

·通过电力转换装置100将交流电压vac转换为dc线路电压vdc时的谐波修正值ih不限于通过上式(2)、(5)计算的值。例如，在振幅指令值ia*设定为固定值的情况下，也可以仅基于振幅指令值ia*以及交流电压vac中的交流电压vac来设定谐波修正值ih。即使在这种情况下，谐波修正值ih只要是以在dc线路电压vdc的一个周期中为正极性和负极性的期间各取一个极大值，并且在为负极性的期间的极大值和为正极性的期间的极大值之间取一个极小值的方式进行变化即可。

·通过电力转换装置100将dc线路电压vdc转换为交流电压vac时的谐波修正值ih不限于通过上式(9)、(10)计算的值。例如，在振幅指令值ia*设定为固定值的情况下，也可以仅基于振幅指令值ia*以及交流电压vac中的交流电压vac来设定谐波修正值ih。即使在这种情况下，谐波修正值ih只要是以在dc线路电压vdc的一个周期中为正极性和负极性的期间各取一个最小值，并且在为正极性的期间的最小值和为负极性的期间的最小值之间取一个极大值的方式进行变化即可。

·在各实施方式中，以功率因数为1的情况为例进行了说明。代替于此，即使在功率因数小于1的情况下，也可以应用本实施方式。在这种情况下，波形生成部341根据功率因数生成相位从交流电压vac偏离仅规定量α的基准波形(＝sin(ωt+α))。然后，只要基于生成的基准波形来计算修正前指令电流il*即可。在这种情况下，只要计算根据功率因数设定的修正前指令电流il*与电抗器电流ilr的平均值iave之间的偏离幅度，并设定与该偏离幅度对应的谐波修正值ih即可。

·电力转换装置100也可以是在交流电力vac与dc线路电压vdc之间进行双向的电力转换的装置。

·本公开所记载的控制装置和该控制装置的方法也可以通过专用计算机来实现，该专用计算机通过构成处理器和存储器而提供，所述处理器被编程而执行由计算机程序具体化的一个至多个功能。或者，也可以是，本公开所记载的控制部和该控制部的方法通过专用计算机来实现，该专用计算机通过由一个以上的专用硬件逻辑电路构成处理器而提供。或者，本公开所记载的控制部和该控制部的方法由一个以上的专用计算机来实现，该专用计算机通过被编程为执行一个至多个功能的处理器及存储器与由一个以上硬件逻辑电路构成的处理器的组合构成。此外，计算机程序也可以存储于计算机可读的非过渡有形存储介质，以作为由计算机执行的指令。

·虽然基于实施例对本公开进行了记述，但是应当理解为本公开并不限定于所述实施例、结构。本公开也包含各种各样的变形例、等同范围内的变形。除此之外，各种各样的组合、方式、进一步包含有仅一个要素、一个以上或一个以下的其它组合、方式也属于本发明的范畴、思想范围。