用于半导体开关的驱动设备和驱动方法、功率转换设备以及车辆与流程

本公开涉及用于半导体开关的驱动设备和驱动方法、功率转换设备和车辆。

本申请要求于2018年11月12日提交的日本专利申请no.2018-212158的优先权，该申请的全部内容以引用方式并入本文中。

背景技术：

在电力车辆(ev)、混合电力车辆(hev)和插电式混合电力车辆(phev)中安装有降压dc/dc转换器，用作绝缘的功率转换设备，用于将功率从电机驱动的高电压电池(例如，300v)供应至低电压电池(例如，12v)或者低电压负载。通常，对于这种类型的降压dc/dc转换器，已经将硅(si)装置(si-mosfet)用作半导体开关。然而，近年来，为了实现设备的高效率和小型化，已经考虑安装gan(氮化镓)装置。

gan装置允许电子的高速转移，因此，其优点在于可以执行有效的切换。同时，在gan装置中，由于阈值电压较低，容易发生假接通。此外，与普通晶体管不同，gan装置不具有体二极管，并且其源极和漏极彼此对称。因此，gan装置存在由于反向传导而导致损耗的问题。

在下面的专利文献1中提出了解决这个问题的建议。专利文献1中描述的技术涉及用于非绝缘的斩波电路的驱动电路。这种电路是在电源和地之间串联连接的两个gan装置交替地被驱动使得这两个gan装置中的一个被接通而另一个被断开并且一个被接通和另一个被断开之间存在死区时间的电路。该电路具有能够输出正电压、零电压和负电压三个电平的3-电压输出电路。在一个gan装置(第一gan装置)被接通而另一个gan装置(第二gan装置)被断开的时段中，向第二gan装置的栅极施加负电压。当第一gan装置被断开并且死区时段开始时，第一gan装置执行反向传导。因此，在该时段期间，第一个gan装置的栅极电压成为零电压，以抑制由于反向传导而导致的损耗增加。

当第二gan装置在其栅极电压超过阈值时被接通时，向第一gan装置的栅极施加负电压。因此，防止了第一gan装置的自断开。

然后，在第二gan装置的断开开始时，第一gan装置的漏极-源极电压改变，导致发生自接通。因此，负电压被连续地施加到第一gan装置的栅极。然而，当持续施加负电压时，由于第一gan装置的反向传导而产生的损耗增加。因此，当第二gan装置的栅极电压变得低于阈值电压时，第二gan装置的栅极电压切换到正电压。

通过该控制，可以减小由于gan装置的反向传导造成的损耗，同时防止gan装置的错误操作。

引用列表

[专利文献]

专利文献1：日本特开专利公开no.2016-92884

技术实现要素：

[技术问题]

根据本公开的第一方面的一种半导体开关驱动设备被配置为驱动半导体开关，该半导体开关不具有体二极管而具有比硅器件的阈值电压低的、用于在断开与接通之间执行切换的阈值电压。该半导体开关驱动设备包括：第一驱动电压开关电路，其被配置为：在紧接半导体开关从断开被驱动至接通的定时之前的预定时间处，将半导体开关的驱动电压切换为断开电压与接通电压之间的第一调整电压；以及第二驱动电压开关电路，其被配置为：在已经由第一驱动电压开关电路将半导体开关的驱动电压切换之后，在将半导体开关从断开被驱动至接通的定时处，将半导体开关的驱动电压切换为接通电压。

根据本公开的第二方面的一种功率转换设备被配置为输出通过转换通过切换多个半导体开关输入的功率而获得的功率。该功率转换设备包括：功率转换电路，其包括多个半导体开关元件、电感元件、变压器和电容元件，它们连接以实现转换；以及上述被配置为驱动功率转换电路的多个半导体开关中的至少一个的半导体开关驱动设备中的任一个。

根据本公开的第三方面的一种半导体开关驱动方法是一种用于半导体开关的驱动方法，该半导体开关不具有体二极管而具有比硅器件的阈值电压低的、用于在断开与接通之间执行切换的阈值电压。所述驱动方法包括步骤：在紧接在半导体开关从断开被驱动至接通的定时之前的预定时间处，将半导体开关的驱动电压切换为断开电压与接通电压之间的第一调整电压；以及在将半导体开关的驱动电压切换为第一调整电压之后，在半导体开关从断开被驱动至接通的定时处，将半导体开关的驱动电压切换为接通电压。

附图说明

图1是根据本公开的第一实施例的dc/dc转换器的电路图。

图2按照时间次序示出了常规dc/dc转换器中的每个gan装置的栅极电压的变化。

图3按照时间次序示出了根据本公开的第一实施例的dc/dc转换器中的每个gan装置的栅极电压的变化。

图4示出了在根据本公开的第一实施例的dc/dc转换器中，在模式1下的电流的流动。

图5示出了在根据本公开的第一实施例的dc/dc转换器中，在模式2下的电流的流动。

图6示出了在根据本公开的第一实施例的dc/dc转换器中，在模式2’下的电流的流动。

图7示出了在根据本公开的第一实施例的dc/dc转换器中，在模式3下的电流的流动。

图8示出了在根据本公开的第一实施例的dc/dc转换器中，在模式4下的电流的流动。

图9示出了在根据本公开的第一实施例的dc/dc转换器中，在模式4’下的电流的流动。

图10示出了在根据本公开的第一实施例的dc/dc转换器中，在模式5下的电流的流动。

图11示出了在根据本公开的第一实施例的dc/dc转换器中，在模式5’下的电流的流动。

图12示出了在根据本公开的第一实施例的dc/dc转换器中，在模式6下的电流的流动。

图13示出了在根据本公开的第一实施例的dc/dc转换器中，在模式6’下的电流的流动。

图14示出了在根据本公开的第一实施例的dc/dc转换器中，在模式7下的电流的流动。

图15示出了在根据本公开的第一实施例的dc/dc转换器中，在模式8下的电流的流动。

图16示出了在根据本公开的第一实施例的dc/dc转换器中，在模式8’下的电流的流动。

图17是示出在根据本公开的第一实施例的dc/dc转换器中，控制gan装置的栅极电压的程序的控制结构的流程图。

图18按照时间次序示出了根据本公开的第二实施例的dc/dc转换器中的每个gan装置的栅极电压的变化。

图19是示出其中安装有根据本公开的第一实施例或第二实施例的dc/dc转换器的功率转换电路的车辆的电配置的示意图。

具体实施方式

[本发明的实施例的描述]

[本公开要解决的问题]

以上专利文献1中描述的技术涉及非绝缘功率转换电路。在绝缘功率转换电路中，具体地，在利用全桥电路的功率转换电路中，需要考虑gan装置的寄生电容、驱动电流和感应电流。因此，存在专利文献1中公开的技术难以直接应用于绝缘的功率转换电路的问题。近来，功率转换电路常用于车辆等中，并且期望解决这种问题。

因此，本公开的一方面是提供使得绝缘的功率转换电路能够有效地进行操作的用于半导体开关的驱动设备和驱动方法、功率转换设备以及车辆。

在下面的描述和附图中，相同的部件由相同的参考符号表示。因此，不重复详细说明。下面描述的实施例的至少一些部分可以根据需要组合在一起。

下面列出本公开的优选实施例。

(1)根据本公开的第一方面的半导体开关驱动设备，其被配置为驱动半导体开关，该半导体开关不具有体二极管而具有比硅器件的阈值电压低的、用于在断开与接通之间执行切换的阈值电压。该半导体开关驱动设备包括：第一驱动电压开关电路，其被配置为：在紧接在半导体开关从断开被驱动至接通的定时之前的预定时间处，将半导体开关的驱动电压切换为断开电压与接通电压之间的第一调整电压；以及第二驱动电压开关电路，其被配置为，在已经由第一驱动电压开关电路将半导体开关的驱动电压切换之后，在半导体开关从断开被驱动至接通的定时处，将半导体开关的驱动电压切换为接通电压。

在半导体开关从断开被驱动至接通的定时处，半导体开关执行反向传导。在该反向传导期间，通过第一驱动电压开关电路将半导体开关的驱动电压切换为断开电压与接通电压之间的第一调整电压。然后，通过第二驱动电压开关电路将半导体开关的驱动电压切换为接通电压。由于在反向传导期间两个端子之间的电位差减小，因此与反向传导关联的损耗可以减小。

(2)优选地，断开电压是负电压，接通电压是正电压，第一调整电压高于断开电压且不高于阈值电压。

当半导体开关的阈值低时，驱动电压需要为负电压，以使得半导体开关断开。当半导体开关在驱动电压为断开时执行反向传导时，损耗增大。因此，通过此时将驱动电压切换为高于负电压且低于阈值电压的第一调整电压，能够减小反向传导中的损耗。

(3)更优选地，第一调整电压是零电压。半导体开关的反向传导期间的损耗可以通过将第一调整电压设为零电压而容易地减小。

(4)更优选地，半导体开关是形成移相全桥电路的半导体开关。在移相全桥电路中，需要通过四个半导体开关的驱动电压的相位移动来执行切换。可以通过在这些半导体开关中的任意开关中按照上述方式切换驱动电压来减小与移相全桥电路中的半导体开关的反相传导相关联的损耗。

(5)优选地，移相全桥电路包括四个半导体开关，半导体开关驱动设备驱动四个半导体开关中的每一个。

可以通过在所有半导体开关中按照上述方式切换驱动电压来有效地减小与移相全桥电路中的半导体开关的反相传导关联的损耗。

(6)更优选地，半导体开关驱动设备还包括第三驱动电压开关电路，其被配置为，在预定时间之后且在将半导体开关从断开驱动至接通的定时之前，将半导体开关的驱动电压切换为高于第一调整电压且低于接通电压的第二调整电压。

半导体开关的反向传导期间的损耗还可以通过在反向传导期间在多个阶段中将驱动电压改变为阶梯形的调整电压来减小。

(7)更优选地，半导体开关是氮化镓(gan)开关。

在gan开关中，断开期间的驱动电压是负电压，接通期间的驱动电压是正电压，另外，阈值电压很小。因此，容易出现上述反向传导。通过利用调整电压，能够有效地减小反向传导中的损耗。

(8)根据本公开的第二方面的一种半导体开关驱动设备被配置为驱动半导体开关，该半导体开关不具有体二极管而具有比硅器件的阈值电压低的、用于在断开与接通之间执行切换的阈值电压。该半导体开关驱动设备包括：第一驱动电压开关电路，其被配置为：在半导体开关已经被断开之后直至半导体开关导下一次被驱动到接通的定时为止的预定时间段流逝之后，将半导体开关的驱动电压切换为断开电压与接通电压之间的第一调整电压；以及第二驱动电压开关电路，其被配置为：在已经由第一驱动电压开关电路将半导体开关的驱动电压切换之后，在将半导体开关驱动为接通的定时处，将半导体开关的驱动电压切换为接通电压。

在将半导体开关从断开驱动到接通的定时处，半导体开关执行反向传导。在半导体开关已经被断开之后直至将半导体开关驱动为接通的定时的预定时间段之后的时段中，第一驱动电压开关电路将半导体开关的驱动电压切换为断开电压与接通电压之间的第一调整电压。然后，第二驱动电压开关电路将半导体开关的驱动电压切换为接通电压。由于在反向传导期间两个端子之间的电位差减小，因此与反向传导关联的损耗可以减小。

(9)根据本公开的第三方面的一种功率转换设备被配置为输出通过切换多个半导体开关来转换输入的功率而获得的功率，该功率转换设备包括：功率转换电路，其包括多个半导体开关元件、电感元件、变压器和电容元件，它们连接以实现转换；以及上述的被配置为驱动功率转换电路的多个半导体开关中的至少一个的半导体开关驱动设备中的任意一个。

在将半导体开关从断开驱动至接通的定时处，半导体开关执行反向传导。在该反向传导期间，通过第一驱动电压开关电路将半导体开关的驱动电压切换为断开电压与接通电压之间的第一调整电压。然后，通过第二驱动电压开关电路将半导体开关的驱动电压切换为接通电压。由于在反向传导期间两个端子之间的电位差减小，因此与反向传导关联的损耗可以减小。

(10)根据本公开的第四方面的一种半导体开关驱动方法是一种用于半导体开关的驱动方法，该半导体开关不具有体二极管而具有比硅器件的阈值电压低的、用于在断开与接通之间执行切换的阈值电压。该驱动方法包括步骤：在紧接在将半导体开关从断开驱动至接通的定时之前的预定时间处，将半导体开关的驱动电压切换为断开电压与接通电压之间的第一调整电压；以及在半导体开关的驱动电压已经被切换为第一调整电压之后，将半导体开关的驱动电压切换为将半导体开关从断开驱动至接通的定时处的接通电压。

在将半导体开关从断开驱动至接通的定时处，半导体开关执行反向传导。在该反向传导期间，通过第一驱动电压开关电路将半导体开关的驱动电压切换为断开电压与接通电压之间的第一调整电压。然后，通过第二驱动电压开关电路将半导体开关的驱动电压切换为接通电压。由于在反向传导期间两个端子之间的电位差减小，因此与反向传导关联的损耗可以减小。

(11)根据本公开的第五方面的一种车辆包括：车身；电池，其设置在车身中，并且被配置为存储第一电压下的功率并且输出该功率；低电压操作单元，其设置在车身中，并且被配置为在低于第一电压的第二电压下进行操作；以及根据上述第三方面的功率转换设备，其设置在车身中，并且被配置为接收电池的输出作为输入，转换输出以具有第二电压，并且将所得输出供应至低电压操作单元。

根据第三方面的功率转换设备将电池的输出从第一电压降压为第二电压，并且将所得输出供应至低电压操作单元。由于功率转换设备中出现的功率损耗减小，因此低电压操作单元能够通过利用存储在电池中的电力在该车辆中有效地操作。

[本公开的效果]

根据本公开，能够提供使得绝缘的功率转换电路能够有效地进行操作的用于半导体开关的驱动设备和驱动方法、功率转换设备和车辆。

[本公开的实施例的详细内容]

下文中，将参照附图描述根据本公开的实施例的、用于半导体开关的驱动设备和驱动方法、功率转换设备和车辆的特定示例。本公开不限于这些示例而由权利要求的范围限定，并且旨在包括等同于权利要求的范围和该范围内的所有修改的含义。

<第一实施例>

[配置]

图1是根据本公开的第一实施例的移相全桥dc/dc转换器50的电路图。参照图1，移相全桥dc/dc转换器50包括：变压器tr；初级侧部分60和次级侧部分62，变压器tr布置在初级侧部分60和次级侧部分62之间；控制器64，其执行对形成初级侧部分60的四个gan装置(gan-hemt)的驱动控制；以及3-电压输出电路80、82、84和86，3-电压输出电路80、82、84和86受控制器64的控制，并且用于控制四个gan-hemt的栅极电压，3-电压输出电路80、82、84和86均由能够输出在负电压、正电压和零电压这三个电压间切换的电压的脉冲变压器实施。

这里，零电压指提供用作参考的电位的电压。负电压指相对于零电压的电位差为负的电压。与负电压相反，正电压指相对于零电压的电位差为正的电压。使用v(伏特)作为电压单位，通常，零电压表示为0v等等。

在gan-hemt中，阈值电压低并且断开电压是负电压，因此，gan-hemt适用于本公开。然而，如上述，gan-hemt不具有体二极管并且其源极和漏极彼此对称，因此，gan-hemt存在由于反向传导导致损耗的问题。在下面的实施例中，通过设计对驱动gan-hemt的信号的电压的切换来解决这个问题。

初级侧部分60包括：两个输入端子72和74，高dc电压(例如，48v至300v)施加至两个输入端子72和74；电容器c0，其连接在输入端子72和74之间；gan-hemtz1和z3，它们在输入端子72与输入端子74之间串联连接，以与电容器c0并联；以及gan-hemtz2和z4，其类似地在输入端子72与输入端子74之间串联连接，以与电容器c0以及gan-hemtz1和gan-hemtz3并联。gan-hemtz1和gan-hemtz2中的每一个的源极连接至输入端子72。gan-hemtz3和gan-hemtz4的漏极连接至输入端子74。gan-hemtz1的漏极和gan-hemtz3的源极彼此连接。类似地，gan-hemtz2的漏极和gan-hemtz4的源极彼此连接。在下面的描述中，为了简化描述，将gan-hemtz1简单地写作z1。z2、z3和z4也是同理。

z1和z3之间的接触部分连接至变压器tr的初级线圈的一个端子，并且变压器tr的初级线圈的另一端子连接至z2和z4之间的接触部分。如图1所示，假设变压器tr的初级侧漏电感l1在初级线圈与z1和z3的接触部分之间串联连接。

寄生电容c1、c2、c3和c4分别存在于z1、z2、z3和z4的源极和漏极之间。为了简化描述，将寄生电容c1简单地写作c1。c2、c3和c4、上述电容器c0和稍后描述的电解电容器c5也是同理。

次级侧部分62包括：四个二极管d1、d2、d3和d4，四个二极管d1、d2、d3和d4被连接以将通过从变压器tr的次级线圈降压获得的dc电压(例如，12v)提取到输出端子76和78；以及电解电容器c5，其连接在输出端子76和78之间。假设变压器tr的次级线圈的漏电感l2在二极管d1和d3的阴极与输出端子76之间串联连接。

移相全桥dc/dc转换器50还包括：输入端子72与74之间的电压传感器66；输出端子76与78之间的电压传感器70；以及电流传感器68，其测量初级线圈中流动的电流。电压传感器66、电压传感器70和电流传感器68由控制器64使用，以确定切换z1、z2、z3和z4的驱动电压的定时。

<常规驱动方法>

图2结合操作模式示出了具有图1所示的初级侧部分60和次级侧部分62的常规移相全桥dc/dc转换器中的z1、z2、z3和z4的驱动电压的变化。参照图2，常规移相全桥dc/dc转换器的操作模式包括模式1至模式8。

在模式1下，如驱动电压波形100和130所示，z1和z4的驱动电压均变为不小于阈值的正电压，z1和z4被接通。同时，如驱动电压波形110和120所示，z2和z3的驱动电压为负电压，z2和z3被断开。在模式1的最后，如驱动电压波形132所示，z4的驱动电压切换为负电压，z4被断开。

在模式2下，z1的驱动电压保持为正电压，z1被接通。z4的驱动电压变为负电压，z4被断开。z2和z3保持断开。在模式2的最后，如驱动电压波形110所示，z2的驱动电压切换为正电压，z2被接通。

在模式3下，如驱动电压波形100和112所示，z1和z2的驱动电压为正电压，z1和z2二者均被接通。z3和z4保持断开。在模式3的最后，如驱动电压波形102所示，z1的驱动电压变为负电压，z1被断开。

在模式4下，z1、z3和z4被断开，并且仅z2被接通。也就是说，如驱动电压波形102、120、132所示，z1、z3和z4的栅极电压为负电压，如驱动电压波形112所示，z2的栅极电压是正电压。在模式4的最后，如驱动电压波形122所示，z3的驱动电压切换为正电压，z3被接通。

在模式5下，z1和z4被断开，z2和z3被接通。在模式5的最后，如驱动电压波形114所示，z2的驱动电压切换为负电压，z2被断开。

在模式6下，z1、z2和z4被断开，仅z3被接通。在模式6的最后，如驱动电压波形134所示，z4的驱动电压切换为正电压，z4被接通。

在模式7下，z1和z2被断开，z3和z4被接通。在模式7的最后，如驱动电压波形124所示，z3的驱动电压切换为负电压，z3被断开。

在模式8下，z1、z2和z3被断开，仅z4被接通。在模式8的最后，如驱动电压波形104所示，z1的驱动电压切换为正电压，z1被接通。结果，在模式8之后，状态返回至模式1的状态，在模式1中，z1和z4被接通并且z2和z3被断开。

<该实施例的驱动方法>

图3示出了根据该实施例的当驱动图1所示的移相全桥dc/dc转换器50时的z1、z2、z3和z4的驱动电压。

<<模式1>>

在模式1下，z1、z2、z3和z4的驱动电压与现有技术中的相同。也就是说，如驱动电压波形100和130所示，z1和z4的栅极电压为正电压，z1和z4被接通。同时，如驱动电压波形160和170所示，z2和z3的驱动电压为负电压，z2和z3被断开。

图4示出了此时电流的流动。参照图4，在模式1下，电流流动通过输入端子72→z1→l1→tr的初级线圈→z4→输入端子74的路径。电流在变压器tr的初级线圈中流动。此时，c2被充电。在模式1的最后，z4被断开。

<<模式2>>

返回参照图3，在模式2的开始，z1保持接通，但是z2、z3和z4被断开。图5示出了此时的电流路径。

参照图5，为了保持在变压器tr的初级线圈中流动的电流，c2被放电，c4被充电。结果，电流从输入端子72流动通过z1、l1和变压器tr的初级线圈，到达z4的源极，为c4充电，并且到达输入端子74。一旦c2的放电完成，操作模式就进入模式2’。

<<模式2’>>

参照图6，在c2被放电后，z2在模式2’下执行反向传导，电流流动通过z1→l1→变压器tr的初级线圈→z2的路径。此时，如图3中的驱动电压波形162所示，在z2的驱动电压曾从负电压变为零电压之后，在模式2的最后，如驱动电压波形112所示，z2的驱动电压变为正电压。结果，与在将负驱动电压应用于z2期间的z2的源极和漏极之间的电位差相比，在z2的反向传导期间的z2的源极和漏极之间的电位差减小，并且反向传导导致的损耗减小。

<<模式3>>

在模式3下，z1和z2被接通，z3和z4被断开。这与现有技术中相同。图7示出了在模式3下的电流路径。参照图7，此时电流流动通过z1→l1→变压器tr的初级线圈→z2→z1的路径。在模式3的最后，如驱动电压波形100所示，z1的驱动电压切换为负电压，z1被断开。

<<模式4>>

在模式4的开始，z1被断开、z2被接通并且z3和z4被断开。图8示出了此时的电流路径。参照图8，为了保持在初级线圈中流动的电流，c3被放电，c1被充电，因此电流流动通过z1的漏极→l1→变压器tr的初级线圈→z2→输入端子72的路径。在c3被放电之后，z3执行反向传导，电流在z3中流动。此时，如驱动电压波形172所示，z3的驱动电压从负电压改变为零电压。因此，操作模式进入模式4’。

<<模式4’>>

在模式4’下，z3的驱动电压变为零电压。由于源极-漏极电压的绝对值减小，z3的反向传导导致的损耗可以减小。图9示出了在模式4’下的电流路径。由于电流在z3中流动，电流在输入端子74→z3→l1→变压器tr的初级线圈→z2→输入端子72的方向上流动。在模式4’的最后，如图3中的驱动电压波形122所示，z3的驱动电压变为正电压。

<<模式5>>

在后续模式5中，z1和z4被断开，z2和z3被接通。这与现有技术的模式5相同。图10示出了在5模式下的电流路径。参照图10，在模式5下，电流流动通过输入端子74→z3→l1→变压器tr的初级线圈→z2→输入端子72的路径。在这种情况下，与电流的方向相反的方向的电压被施加至变压器tr的初级线圈。因此，图10所示的电流快速减小，电流的方向在与图11所示的路径相同的路径中反向。将这种情况定义为模式5’。在模式5(模式5’)的最后，如图3中的驱动电压波形114所示，z2的驱动电压变为负电压，z2被断开。

<<模式6>>

参照图12，在模式6下，从图3中的驱动电压波形150、114、122和180看出，z1、z2和z4被断开，z3被接通。为了保持在变压器tr的初级线圈中流动的电流，电流流经输入端子72→c2→变压器tr的初级线圈→l1→z3→输入端子74的路径，为c2充电，将c4放电。在c4放电完成的时间点处，z4执行反向传导。此时，如图3中的驱动电压波形182所示，z4的栅极电压切换为零电压。因此，操作模式进入操作模式6’。

<<模式6’>>

参照图13，在模式6’下，z1和z2被断开，z3被接通，z4执行反向传导。电流流动通过z4→变压器tr的初级线圈→l1→z3的路径。在模式6’下，z4的栅极电压是零电压。因此，z4的反向传导导致的损耗可以减小。在模式6’(模式6)的最后，如图3中的驱动电压波形134所示，z4的栅极电压变为正电压，z4被接通，并且操作模式进入模式7。

<<模式7>>

参照图3，在模式7下，如驱动电压波形150、114、122和134所示，z1和z2的栅极电压为负电压，z3和z4的栅极电压为正电压。因此，z1和z2被断开，z3和z4被接通。

图14示出了此时的电流路径。参照图14，在模式7下，电流流动通过z4→变压器tr的初级线圈→l1→z3的路径。在模式7的最后，z3被断开，操作模式进入模式8。

<<模式8>>

在模式8的开始，如图3中的驱动电压波形150、114、124和134所示，z1、z2和z3的栅极电压为负电压，z4的栅极电压是正电压。因此，z1、z2和z3被断开，仅z4被接通。如图15所示，电流流动通过输入端子74→z4→变压器tr的初级线圈→l1的路径，为c3充电，将c1放电。在c1放电之后，z1执行反向传导，并且操作模式进入模式8’。

<<模式8’>>

在模式8’下，如图3中的驱动电压波形152所示，z1的栅极电压被调整为零电压。因此，z1的反向传导导致的损耗可以减小。在模式8’(模式8)的最后，如图3中的驱动电压波形104所示，z1的栅极电压变为正电压，并且z1变为导电。图16示出了此时的电流路径。

参照图16，电流流动通过输入端子74→z4→变压器tr的初级线圈→l1→z1→输入端子72的路径。此时，与电流的方向相反方向的电压被施加至变压器tr的初级线圈。因此，电流快速减小。不久，电流的方向变为如图4所示的方向，并且操作模式返回至模式1。

然后，重复模式1至模式8的操作。

图17以流程图的方式示出了通过用于控制移相全桥dc/dc转换器50的操作的控制器64执行的程序的控制结构。该程序调整z1至z4的接通/断开的相移量，使得在接收图1所示的电压传感器66、电流传感器68和电压传感器70的输出时，以及在输入端子72和74之间接收dc电压时，在输出端子76和78之间输出稳定的dc电压。

参照图17，该程序包括：步骤200：基于电压传感器70的输出测量dc输出电压；步骤202：基于电压传感器66的输出测量dc输入电压；以及步骤204：基于电流传感器68的输出测量在初级线圈中流动的电流。

该程序还包括：步骤206：基于步骤200、202和204中的测量结果计算相移量以输出指定的dc电压，以及基于相移量确定z1、z2、z3和z4在模式1至模式8下的接通/断开的定时；步骤208：基于步骤206中确定的接通/断开的定时，确定在模式2’、模式4’、模式6’和模式8’下如驱动电压波形152、162、172和182所示的z1至z4的栅极电压切换至零电压的定时；步骤210：将步骤206和步骤208中确定的定时存储到控制器64中的存储装置(未示出)中；以及步骤212，基于步骤206和步骤208中确定的定时控制图1所示的3-电压输出电路80、82、84和86，并且将控制返回至步骤200。

[操作]

具有上述配置的移相全桥dc/dc转换器50如下操作。参照图17，在移相全桥dc/dc转换器50的操作期间，移相全桥dc/dc转换器50的控制器64重复执行具有图17所示的控制结构的程序。

也就是说，控制器64在步骤200中基于电压传感器70的输出测量dc输出电压，在步骤202中基于电压传感器66的输出测量dc输入电压，以及在步骤204中基于电流传感器68的输出测量初级线圈中流动的电流。此外，基于步骤200、202和204中的测量结果，在步骤206中，控制器64计算相移量以输出指定的dc电压，并且基于相移量确定z1、z2、z3和z4在模式1至模式8下的接通/断开的定时。基于步骤206中确定的接通/断开的定时，在步骤208中，控制器确定在模式2’、模式4’、模式6’和模式8’下如驱动电压波形152、162、172和182所示的z1至z4的栅极电压切换为零电压的定时。在后续步骤210中，控制器64将步骤206和步骤208中确定的定时存储在存储装置中。然后，在步骤212中，控制器64基于步骤206和步骤208中确定的定时控制图1所示的3-电压输出电路80、82、84和86，以在预定定时处控制z1至z4的电源电压。在对z1至z4的控制完成时，控制器64就将控制返回至步骤200，并且执行下一周期的处理。

结果，如已经参照图3描述的，在模式2的后一半(模式2’)，在z2从断开变为接通的定时处，如驱动电压波形162所示，紧接在z2被接通之前，z2的栅极电压曾被切换为零电压，然后在预定时间段过去之后被切换为正电压。结果，在该时段中z2的反向传导导致的损耗减小。相似地，在模式4的后一半(模式4’)，在紧接在z3从断开变为接通之前的定时处，如驱动电压波形172所示，z3的栅极电压曾被切换为零电压，然后被切换为正电压。结果，在该时段中z3的反向传导导致的损耗减小。另外，在z4的情况下，在模式6的后一半(模式6’)，在紧接在z4从断开变为接通之前的定时处，如驱动电压波形182所示，栅极电压曾被切换为零电压，然后被切换为正电压。结果，在该时段中z4的反向传导导致的损耗减小。此外，还参照z1，在模式8的后一半(模式8’)，在紧接在z1从断开变为接通之前的定时处，如驱动电压波形152所示，栅极电压曾被切换为零电压，然后在预定时间段过去之后被切换为正电压。结果，在该时段中z1的反向传导导致的损失减小。

如上所述，根据该实施例，在绝缘移相全桥dc/dc转换器中，当在紧接在gan装置的栅极电压从负电压改变为正电压的定时之前，gan装置执行反向传导时，考虑电流的路径，栅极电压曾从负电压被切换为零电压。按照这种方式调整栅极电压以降低反向传导的损耗，然后，栅极电压切换为正电压。因此，在绝缘的dc/dc转换器中，反向传导造成的损耗可以减小。

<第二实施例>

可以根据相移的定时反算gan装置的栅极电压被切换为零电压的定时，并且gan装置的栅极电压被切换为零电压的定时可为当正常相移控制执行时紧接在gan装置的栅极电压从负电压切换为正电压之前的操作模式中的任何定时。然而，为了获得特定效果或更好的效果，优选地是，在操作模式中，至少在一定时段内将零电压连续地施加至gan装置的栅极。例如，优选地，在自操作模式开始至少2/3之前将栅极电压设为零电压。更优选地，在操作模式的时段的1/2之前(更优选地在自操作模式开始1/3之前)将栅极电压切换为零电压，并且零电压优选地保持至操作模式的最后。

也就是说，这里，“紧接在…之前”意指从在已经通过将gan装置的栅极电压设为负电压而将gan装置断开之后流逝预定时间段的定时开始至通过将gan装置的栅极电压设为正电压而将gan装置下一次接通的定时为止的时段。在该时段中，gan装置的栅极电压保持在负电压与正电压之间的调整电压(零电压)。然后，在gan装置被驱动为接通的定时处，gan装置的驱动电压切换为接通电压。下面描述的第二实施例的特征在于将驱动电压保持在调整电压的时段比第一实施例中的将驱动电压保持在调整电压的时段更长。

图18示出了根据第二实施例的当图1所示的移相全桥dc/dc转换器50被驱动时z1、z2、z3和z4的驱动电压。

<<模式1>>

参照图18，在模式1的开始的时间处，如驱动电压波形100所示，z1从断开切换至接通。此时，如驱动电压波形170所示，负电压被施加至作为与z1成对(与z1串联连接)的装置的z3。因此，可以防止与z3的漏极-源极电压的改变关联的z3的自接通。如下所述，另外，当z2、z3和z4从断开切换为接通时，负电压被施加至用作分别与z2、z3和z4成对的装置的z4、z1和z2中的每一个，并且可以防止z4、z1和z2的自接通。

然后，在模式1下，如驱动电压波形100和130所示，z1和z4的栅极电压为正电压，z1和z4被接通。同时，如驱动电压波形160和162所示，z2的驱动电压已经在之前紧接的模式(稍后描述的模式8)的开始处从负电压改变为零电压，并且在模式1时段内保持在零电压。另外，如驱动电压波形170和172所示，z3的驱动电压在模式1的开始处是负电压，并且在模式1开始之后改变为零电压。因此，z3被断开。在该实施例中，如驱动电压波形170所示，与第一实施例相比，z3的驱动电压在z3已经被断开之后的相对短的时段中变为零电压。在模式1的最后，z4的驱动电压切换为负电压，z4被断开，并且模式2开始。

<<模式2>>

在模式2的开始处，z1保持接通，但是z4被断开。z2和z3的驱动电压3保持为零电压。此时的电流路径与图5所示的相同。在模式2下，c2被放电并且c4被充电。当c2的放电完成时，操作模式就进入模式2’。

<<模式2’>>

在c2放电之后，z2在模式2’下执行反向传导，并且电流流动通过z1→l1→变压器tr的初级线圈→z2的路径。此时，如图18中的驱动电压波形162所示，z2的驱动电压是零电压，并且如驱动电压波形112所示，z2的驱动电压在模式2的最后变为正电压。结果，与第一实施例相似，与负电压被施加至z2的情况相比，在z2的反向传导期间，z2的源极与漏极之间的电位差减小，并且反向传导导致的损耗减小。

<<模式3>>

在模式3下，z1和z2被接通，z4被断开。z3的驱动电压保持为零电位。在模式3下的电流路径与第一实施例中的相同，且为图7所示的电流路径。在模式3的最后，如驱动电压波形150所示，z1的驱动电压切换为负电压，z1被断开。另外，如驱动电压波形182所示，z4的驱动电压从负电压切换为零电压。

<<模式4>>

在模式4的开始处，z1被断开，z2被接通。z3和z4的驱动电压均为零电压。此时的电流路径与第一实施例中的相同，并且为图8所示的电流路径。参照图8，为了保持在初级线圈中流动的电流，c3被放电，c1被充电，因此电流流动通过z1的漏极→l1→变压器tr的初级线圈→z2→输入端子72的路径。在c3放电之后，z3执行反向传导，并且电流在z3中流动。如图18中的驱动电压波形172所示，z3的驱动电压已为零电压。因此，操作模式进入模式4’。

<<模式4’>>

在模式4’下，电流由于反向传导而在z3中流动。然而，由于z3的驱动电压是零电压并且源极-漏极电压的绝对值减小，因此，z3的反向传导导致的损耗可以减小。该模式4’中的电流路径是图9所示的电流路径，如第一实施例中那样。在模式4’的最后，如图18中的驱动电压波形122所示，z3的驱动电压切换为正电压。

<<模式5>>

在后续模式5的开始处，z1被断开，z2和z3被接通。z4的驱动电压是零电压。此时的电流路径是图10中所示的电流路径，如第一实施例中那样。如驱动电压波形150和152所示，z1的驱动电压自模式5开始的短时间段内切换为零电压。在模式下5，图10所示的电流快速减小，并且电流的方向在相同路径中反向，如图11所示。将这种情况定义为模式5’。在模式5(模式5’)的最后，如图18中的驱动电压波形114所示，z2的驱动电压变为负电压，并且z2被断开。结果，操作模式进入模式6。

<<模式6>>

在模式6下，如图18中的驱动电压波形114和122所示，z2被断开，z3被接通。如驱动电压波形152和182所示，z1和z4的驱动电压均为零电压。如图12所示，为了保持在变压器tr的初级线圈中流动的电流，如第一实施例中那样，电流流动通过输入端子72→c2→变压器tr的初级线圈→l1→z3→输入端子74的路径，为c2充电，，并且将c4放电。在c4完成放电的时间点处，z4执行反向传导。此时，如图3中的驱动电压波形182所示，z4的栅极电压已为零电压。因此，操作模式进入操作模式6’。

<<模式6’>>

在模式6’下，z2被断开，z3被接通，并且z4执行反向传导。电流流动通过z4→变压器tr的初级线圈→l1→z3的路径，如图13所示。在该模式6’中，z4的栅极电压是零电压。因此，z4的反向传导造成的损耗可以减小。在模式6’(模式6)的最后，如图18中的驱动电压波形134所示，z4的栅极电压变为正电压，z4被接通，并且操作模式进入模式7。

<<模式7>>

在模式7下，如驱动电压波形114、122和134所示，z2的栅极电压是负电压，并且z3和z4的栅极电压均为正电压。如驱动电压波形152所示，z1的驱动电压是零电压。因此，z2被断开，z3和z4被接通。

此时的电流路径为图14所示的电流路径，如第一实施例中那样。参照图14，在模式7下，电流流动通过z4→变压器tr的初级线圈→l1→z3的路径。在模式7的最后，z3被断开，模式8开始。此时，如驱动电压波形164所示，z2的驱动电压变为零电压。

<<模式8>>

在模式8的开始，如图18中的驱动电压波形124和134所示，z3的栅极电压是负电压，z4的栅极电压是正电压。因此，z3被断开，仅z4被接通。z1和z2的驱动电压均为零电压。另外，在这种情况下，如第一实施例中，电流流动通过输入端子74→z4→变压器tr的初级线圈→l1的路径，为c3充电，将c1放电，如图15所示。在c1放电之后，z1执行反向传导，并且模式8’开始。

<<模式8’>>

在模式8’下，如图18中的驱动电压波形152所示，z1的栅极电压已为零电压。因此，z1的反向传导造成的损耗可以减小。在模式8’(模式8)的最后，如图18中的驱动电压波形104所示，z1的栅极电压变为正电压，z1变为导电的。然后，返回模式1，以上操作重复。

因此，在该实施例中，在z1、z2、z3和z4的驱动电压均变为负电压之后直至在相对短的预定时间段流逝之后使z1、z2、z3和z4变得导电的定时的时段中，z1、z2、z3和z4的驱动电压均保持为用作调整电压的零电压。另外，在这种情况下，z1、z2、z3和z4的反向传导期间的损耗可以减小。结果，可以有效地操作dc/dc转换器。

在第一实施例和第二实施例中的每一个中，优选地将零电压用作调整电压。然而，在本公开中，只要调整电压为接近零电压的电压就可实质上减小反向传导造成的功率损耗，调整电压不必为真正的零电压。例如，作为调整电压，可以采用约0±0.3v范围内的任何电压。

在上述实施例中，在gan装置的栅极电压已经被切换为负电压并且保持预定时间段之后，直至紧接在在栅极电压被切换为正电压时之前，栅极电压保持为调整电压，然后，调整电压再保持特定时段，然后，调整电压切换为正电压。然而，本公开不限于所述实施例。例如，在装置执行反向传导的定时处，栅极电压从负电压切换为高于所述负电压并且低于零电压的调整电压。在预定时间段流逝之后，栅极电压可以进一步切换为零电压，然后切换为正电压。也就是说，栅极电压可以在多个阶段中一步一步从负电压改变为零电压，然后，切换为正电压。另外，在这种情况下，与反向传导关联的损耗可以减小。

本公开不一定如上述实施例中那样仅可应用于移相全桥dc/dc转换器。本公开还可以类似地应用于采用全桥的绝缘转换器，例如，llc谐振电路。

在上述实施例中，gan装置用于切换。由于gan装置具有使gan装置接通的低阈值，因此在使得gan装置断开的时段中，栅极电压需要为负电压，如上所述。因此，当gan装置执行反向传导时导致的损耗往往增大。然而，本公开不一定仅可应用于gan装置。本公开还可以应用于未来将开发的装置，只要该装置与gan装置相似地具有低阈值电压、具有彼此对称布置的源极和漏极并且具有执行反向传导的可能即可。

此外，本公开不仅可实现为包括这种特征控制器64的功率转换设备，还可以实现为以这种特征处理为步骤的功率转换方法或者半导体开关驱动方法，或者实现为使得计算机执行这些步骤的程序。另外，本公开可实现为用于实现功率转换设备的一部分或全部的半导体集成电路，或者实现为包括功率转换设备的功率转换系统。

[车辆]

图19示出了其中安装有包括根据上述实施例的dc/dc转换器的功率转换设备的车辆的示意性配置。参照图19，该车辆260包括：车身270，其具有作为车辆的基本配置；高电压电池280，其用作设置在车身270中的高压电源(例如，48v至300v)；生成器器/驱动电机282，其利用从高电压电池280供应的功率进行操作，生成器/驱动电机282用于为车身270提供驱动力，以及用于将在制动车辆260时车辆260丢失的动能转换为功率并且将该功率供应至高电压电池280；高压操作单元284，其利用从高电压电池280供应的高dc电压进行操作；低电压(例如，12v)电池288；辅助机械290，其利用从电池288供应的低电压功率进行操作；以及dc/dc转换器286，其从高电压电池280供应的高压dc功率降压至例如12v，并且用于将所得功率供应至电池288、辅助机械290等。辅助机械290不仅从电池288而且从dc/dc转换器286接收功率。

作为dc/dc转换器286，使用在以上实施例中描述的移相全桥dc/dc转换器50。因此，在该车辆中，在功率转换时的功率损耗较小，并且辅助机械可以利用存储在高电压电池280中的功率有效地进行操作。作为移相全桥dc/dc转换器50的替代，可以使用根据上述第二实施例的dc/dc转换器。

本文所公开的实施例在所有方面中仅是说明性的，并且应当被认为是非限制性的。本公开的范围由权利要求的范围限定而不是由本公开的具体实施方式，并且本公开的范围意图包括等同于权利要求的范围的含义和该范围内的所有修改。

参考标号列表：

c0、c5：电容器

c1、c2、c3、c4：寄生电容

d1、d2、d3、d4：二极管

l1、l2：漏电感

tr：变压器

z1、z2、z3、z4：gan-hemt

50：移相全桥dc/dc转换器

60：初级侧部分

62：次级侧部分

64：控制器

66、70：电压传感器

68：电流传感器

72、74：输入端子

76、78：输出端子

80、82、84、86：3电压输出电路

100、102、104、110、112、114、120、122、124、130、132、134、150、152、160、162、164、170、172、180、182：驱动电压波形

200、202、204、206、208、210、212：步骤260：车辆

270：车身

280：高电压电池

282：生成器/驱动电机

284：高压操作单元

286：dc/dc转换器

288：电池

290：辅助机械