直流变换电路、电流纹波优化方法及车载充电机与流程

本发明涉及电子电力设备领域，尤其涉及一种直流变换电路、用于所述直流变换电路的电流纹波优化方法、以及包括所述直流变换电路的车载充电机。

背景技术：

随着电动汽车的飞速发展，对车载电源的要求越来越高，车载充电机不仅需要具备给电池充电的功能，还需要具备给电池放电的功能。在电池放电工作时，整个能量流向是电池经过谐振变换器再经过逆变器到负载，逆变器的输出交流侧包含两倍的功率脉动，则在谐振变换器输出侧会产生二倍频的纹波电流，由于谐振变换器的阻抗有限，二次纹波电流会在谐振变换器的输入侧引起较大的电流波动。当电池输出电流纹波成分比较大时，会影响电池的使用效率和使用寿命，同时也会影响变换器的效率。因此，需要对电池的输出纹波电流进行抑制。

技术实现要素：

本发明的主要目的在于提供一种直流变换电路，旨在解决现有技术的直流变换电路中电流波动较大的问题。

本发明实施例提供了一种直流变换电路，包括直流电源、谐振变换器以及逆变器，所述直流电源用于提供第一直流电压；所述谐振变换器用于将所述直流电源所提供第一直流电压转换成第二直流电压；所述逆变器，用于将第二直流电压转换成交流电压以驱动负载，所述直流变换电路还包括陷波单元，所述陷波单元包括：

电压误差计算器，用于将所述第二直流电压与预设基准电压做差以得到电压误差信号；

陷波器，用于对所述电压误差信号进行陷波处理，以去除所述电压误差信号中的特定频率信号；

电压环控制器，用于将去除特定频率信号的电压误差信号进行比例积分调节处理，以得到电压环控制器输出的基准电流信号；

电流误差计算器，用于将所述谐振变换器的输入电流与所述电压环控制器输出的基准电流信号做差以得到电流误差信号；

电流环控制器，用于将电流误差信号进行比例积分处理以得到控制所述谐振变换器的脉冲宽度调制信号，以控制所述谐振变换器，使所述谐振变换器的输出电压稳定在所述预设基准电压。

可选地，所述陷波器的传输函数为：gnotch＝ue/uerr＝(s²+2ω1s+ω0²)/(s²+2ω2s+ω0²)，其中，uerr为电压误差信号；ue为去除特定频率信号的电压误差信号；ω0为所述特定频率信号的角频率，ω1、ω2均为滤波器系数；s为拉普拉斯算子。

可选地，所述ω1的取值小于所述ω2的取值。

可选地，所述ω1的取值范围为1-4；所述ω2的取值范围为ω2的2-10倍。

可选地，所述电压环控制器的传输函数为：gv＝kvp+kvi/s，其中，kvp为电压环控制器的比例系数，kvi为电压环控制器的积分系数。

可选地，所述电流环控制器的传输函数为：gc＝kcp+kci/s，其中，kcp为电压环控制器的比例系数，kci为电压环控制器的积分系数。

本发明实施例还提供了一种电流纹波优化方法，用于直流变换电路，所述直流变换电路包括直流电源、谐振变换器以及逆变器，所述直流电源用于提供第一直流电压；所述谐振变换器用于将所述直流电源所提供第一直流电压转换成第二直流电压；所述逆变器，用于将第二直流电压转换成交流电压以驱动负载，所述电流纹波优化方法包括以下步骤：

将所述第二直流电压与预设基准电压做差以得到电压误差信号；

将电压误差信号用陷波器进行陷波处理以去除所述电压误差信号中的特定频率信号；

将去除特定频率信号的电压误差信号用电压环控制器进行比例积分调节处理，以得到电压环控制器输出的基准电流信号；

将所述谐振变换器的输入电流与所述电压环控制器输出的基准电流信号做差以得到电流误差信号；以及

将电流误差信号用电流环控制器进行比例积分处理以得到控制所述谐振变换器的脉冲宽度调制信号，以控制所述谐振变换器，使所述谐振变换器的输出电压稳定在所述预设基准电压。

可选地，所述陷波器的传输函数为：ue/uerr＝(s²+2ω1s+ω0²)/(s²+2ω2s+ω0²)，其中，uerr为电压误差信号；ue为去除特定频率信号的电压误差信号；ω0为所述特定频率信号的角频率，ω1、ω2均为滤波器系数；s为拉普拉斯算子。

可选地，所述电压环控制器的传输函数为：gv＝kvp+kvi/s，其中，kvp为电压环控制器的比例系数，kvi为电压环控制器的积分系数。

可选地，本发明实施例还提供了一种车载充电机，其包括如上所述的直流变换电路。

在本发明实施例提供的直流变换电路和电流纹波优化方法中，通过设置所述陷波器以优化谐振变换器的输入电流，从而保证了所述谐振变换器在特定的频率下维持一个较低的增益。即，所述谐振变换器就不会响应其输入端中特定频率的纹波。此时，所述谐振变换器的环路带宽可以提高，从而保证了较快的动态响应特性。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图示出的结构获得其他的附图。

图1为本发明实施例提供的直流变换电路的模块示意图。

图2为图1中的谐振变换器和逆变器的具体电路图。

图3为图1中的谐振变换器的控制框图，其中包含陷波器。

图4为图3中的陷波器的波特图。

图5为图3中的陷波器和电压控制器的波特图。

图6为本发明另一实施例提供的电流纹波优化方法的步骤示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明，若本发明实施例中有涉及方向性指示(诸如上、下、左、右、前、后……)，则该方向性指示仅用于解释在某一特定姿态下各部件之间的相对位置关系、运动情况等，如果该特定姿态发生改变时，则该方向性指示也相应地随之改变。

另外，若本发明实施例中有涉及“第一”、“第二”等的描述，则该“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。另外，若全文中出现的“和/或”或者“及/或”，其含义包括三个并列的方案，以“a和/或b”为例，包括a方案、或b方案、或a和b同时满足的方案。另外，各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。

请参见图1，本发明实施例提供了一种直流变换电路100，包括直流电源110、谐振变换器120、逆变器130以及陷波单元140。所述直流变换电路100可以应用于高压直流电转高压直流电的变换器，如车载充电机等。

所述直流电源110用于提供第一直流电压。在本实施例中，所述直流电源110为高压直流电源，如高压蓄电池等。

请一并参见图2，所述谐振变换器120用于将所述直流电源110所提供第一直流电压转换成第二直流电压。在本实施例中，所述谐振变换器120为cllc谐振变换器。具体地，所述谐振变换器120包括四个开关管q1、q2、q3和q4，所述四个开关管q1、q2、q3和q4组成全桥结构。控制单元的控制信号输出端分别连接到四个开关管q1、q2、q3和q4的控制端，从而使输出端输出的直流电压转换成方波交流电。所述方波交流电通过第一电容c1、第一电感l1、第二电容c2、第二电感l2以及变压器t组成的谐振网络变压后，输出至所述逆变器130。根据需要，所述谐振变换器120也可以是其他拓扑方式如dab等，在此不作具体限定。

所述逆变器130，用于将第二直流电压转换成交流电压以驱动负载200。

所述陷波单元140包括电压误差计算器141、陷波器142、电压环控制器143、电流误差计算器144以及电流环控制器145。

所述电压误差计算器141用于将所述第二直流电压与预设基准电压uref做差以得到电压误差信号uerr。在本实施例中，所述电压误差信号uerr通过以下公式计算：uerr＝uref-ubus，其中，ubus为所述谐振变换器120的输出端的电压，即第二直流电压。根据需要，所述陷波单元140还可以包括电压检测器1411，所述电压检测器1411用于检测所述谐振变换器120输出的第二直流电压。

所述陷波器142用于对所述电压误差信号进行陷波处理，以去除所述电压误差信号uerr中的特定频率信号。在本实施例中，所述陷波器142的传输函数为：gnotch＝ue/uerr＝(s²+2ω1s+ω0²)/(s²+2ω2s+ω0²)，其中，uerr为电压误差信号；ue为去除特定频率信号的电压误差信号；ω0为所述特定频率信号的角频率，ω1、ω2均为滤波器系数；s为拉普拉斯算子。图4为所述陷波器142的波特图。可以看到，陷波器142的幅频特性只在ω0对应的频率处会有凹陷，幅频特性只在ω0的频率附近会有相位变化，这样的特性使得所述陷波器142对其他频率段没有影响。在本实施例中，所述ω0的取值为2π*100，主要用于对频率为100hz的纹波进行陷波。ω1和ω2影响陷波的深度和宽度。在本实施例中，ω2的值大于ω1的值，ω1的取值范围为1至4，ω2的取值范围为ω1的2至10倍。具体在本实施例中，所述ω1的取值为2，所述ω2取值为2π。

所述电压环控制器143用于将去除特定频率信号的电压误差信号ue进行比例积分调节处理，以得到电压环控制器143输出的基准电流信号iref。所述电压环控制器143用于跟踪所述谐振变换器120的母线电压的直流分量，使得最终的母线电压无静态电压差。同时，所述电压环控制器143还可以调节系统带宽，影响系统的动态响应速度。在本实施例中，所述电压环控制器143的传输函数为：gv＝kvp+kvi/s，其中，kvp为电压环控制器的比例系数，kvi为电压环控制器的积分系数。具体地，所述kvp的取值为0.75；所述kvi的取值为0.75*2π*500。

所述电流误差计算器144用于将所述谐振变换器120的输入电流与所述电压环控制器143输出的基准电流信号iref做差以得到电流误差信号ierr。具体地，所述电流误差信号ierr通过下式计算：ierr＝iref-iin，其中iin为所述谐振变换器120的输入电流。根据需要，所述陷波单元140还可以包括电流检测器1441，所述电流检测器1441用于检测所述谐振变换器120的输入电流iin。所述输入电流iin和所述基准电流信号iref共同输入至所述电流误差计算器144中以获得所述电流误差信号ierr。

所述电流环控制器145用于将电流误差信号ierr进行比例积分处理以得到控制所述谐振变换器120的脉冲宽度调制信号，以控制所述谐振变换器120，使所述谐振变换器120的输出电压稳定在所述预设基准电压uref。所述电流环控制器145用于跟踪输入电流。由于其定值iref为所述电压环控制器143计算得出，所述电流环控制器145的作用是加快系统的动态响应。在本实施例中，所述电流环控制器的传输函数为：gc＝kcp+kci/s，其中，kcp为电压环控制器的比例系数，kci为电压环控制器的积分系数。由于所述电流环控制器145的目的是保证输入电流的快速跟踪效果，所以所述电流环控制器145的带宽要大于所述电压环控制器143的带宽。根据需要，所述kvp的取值小于所述kcp的取值，所述kvi的取值小于所述kci的取值。具体地，所述kcp设置为1.2；所述kci设置为1.2*2π*3000。所述电流环控制器145将电流误差信号ierr进行处理后，输入至pwm模块，通过pwm模块所输出的pwm脉冲调制信号来驱动所述谐振变换器120的控制开关。

在本发明实施例提供的直流变换电路100中，通过设置所述陷波单元140以优化所述谐振变换器120的输入电流，从而保证了所述谐振变换器120在特定的频率下维持一个较低的增益。即，所述谐振变换器120就不会响应其输入端中特定频率的纹波。此时，所述谐振变换器120的环路带宽可以提高，从而保证了较快的动态响应特性。

请一并参见图5，在传统的直流变换电路中，为了维持100hz频率下的低增益，通常会牺牲环路带宽，所以只能将带宽做到120hz，如图5中的曲线1所示。而在本发明实施例提供的直流变换电路100中，在100hz频率下有与传统方案相同的低增益效果，但是环路带宽增加到了500hz，从而有效提高了系统的动态响应速度，如图5中的曲线3所示。如果不增加所述陷波器电路140，直流变换电路的增益图将如曲线2所示。

请参见图6，本发明实施例还提供了一种电流纹波优化方法，用于直流变换电路100。所述直流变换电路100包括直流电源110、谐振变换器120以及逆变器130，所述直流电源110用于提供第一直流电压；所述谐振变换器120用于将所述直流电源110所提供第一直流电压转换成第二直流电压；所述逆变器130，用于将第二直流电压转换成交流电压以驱动负载。所述电流纹波优化方法包括以下步骤：

将所述第二直流电压与预设基准电压uref做差以得到电压误差信号uerr；

将电压误差信号uerr用陷波器142进行陷波处理，以去除所述电压误差信号uerr中的特定频率信号；

将去除特定频率信号的电压误差信号ue用电压环控制器143进行比例积分调节处理，以得到所述电压环控制器143输出的基准电流信号iref；

将所述谐振变换器120的输入电流iin与所述电压环控制器143输出的基准电流信号iref做差以得到电流误差信号ierr；以及

将电流误差信号ierr用电流环控制器145进行比例积分处理以得到控制所述谐振变换器120的脉冲宽度调制信号，以控制所述谐振变换器120，使所述谐振变换器120的输出电压稳定在所述预设基准电压uref。

根据需要，所述陷波器142的传输函数为：ue/uerr＝(s²+2ω1s+ω0²)/(s²+2ω2s+ω0²)，其中，uerr为电压误差信号；ue为去除特定频率信号的电压误差信号；ω0为所述特定频率信号的角频率，ω1、ω2均为滤波器系数；s为拉普拉斯算子。

根据需要，所述电压环控制器143的传输函数为：gv＝kvp+kvi/s，其中，kvp为电压环控制器的比例系数，kvi为电压环控制器的积分系数。

本发明实施例还提供了一种车载充电机，其包括如上所述的直流变换电路100。

以上仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。