一种逆变器驱动供电电源EMC性能提升系统及提升方法

文档序号:25990309发布日期:2021-07-23 21:01阅读:202来源:国知局
一种逆变器驱动供电电源EMC性能提升系统及提升方法

本发明涉及电源技术领域,具体是一种逆变器驱动供电电源emc性能提升系统及提升方法。



背景技术:

针对共模电压干扰,一般可从干扰源、干扰路径、被干扰对象3个方面进行抑制。现有文献对逆变器共模电压干扰的抑制主要通过抑制干扰源来实现隔离,主要方式是通过改变调制方式或增加额外电路以降低共模电压,然而,共模电压对辅助驱动电源的干扰问题鲜有分析研究,干扰途径、对驱动电源的干扰隔离及干扰抑制方法对变流器的正常运行至关重要,需要从理论和工程上进行研究。



技术实现要素:

本发明的目的在于提供一种逆变器驱动供电电源emc性能提升系统,以解决上述背景技术中提出的问题。

为实现上述目的,本发明提供如下技术方案:

一种逆变器驱动供电电源emc性能提升系统,用于半桥桥臂两路驱动电源电路,所述半桥桥臂两路驱动电源电路包括上下两个电源电路,所述上电源电路包括二极管d1、二极管d2、二极管d3、二极管d4、电容c1、开关管q1、变压器w1、二极管d9、电感l1、电感ls’、电容cx、电容cy、电容c3和电阻rs’,二极管d1的阳极连接二极管d3的阴极和交流电ac,二极管d1的阴极连接二极管d2的阴极、电容c1和变压器w1的初级绕组上端,二极管d2的阳极连接二极管d4的阴极和交流电ac另一端,二极管d3的阳极连接二极管d4的阳极、mos管q1的源极和接地端g,mos管q1的漏极连接变压器w1的初级绕组下端,变压器w1的次级绕组上端连接二极管d9的阳极,二极管d9的阴极连接电感l1,电感l1的另一端连接电容cx、电容c3和上输出端+,变压器w1的次级绕组下端连接电容cx的另一端、电容cy和电感ls’,电感ls’的另一端连接电阻rs’,电阻rs’的另一端连接上输出端-,所述下电源电路包括二极管d5、二极管d6、二极管d7、二极管d8、电容c2、开关管q2、变压器w2、二极管d10、电感l1、电感ls、电容cx、电容cy、电容c4和电阻rs’,二极管d5的阳极连接二极管d7的阴极和交流电ac,二极管d6的阴极连接二极管d8的阴极、电容c2和变压器w2的初级绕组,二极管d6的阳极连接二极管d8的阴极和交流电ac另一端,二极管d7的阳极连接二极管d8的阳极、mos管q2的源极和接地端g,mos管q2的漏极连接变压器w2的初级绕组另一端,变压器w2的次级绕组一端连接二极管d10的阳极,二极管d10的阴极连接电感l2,电感l2的另一端连接电容cx1、电容c3和下输出端+,变压器w2的次级绕组另一端连接电容cx1的另一端、电容cy1和电感ls’,电感ls’的另一端连接电阻rs’,电阻rs’的另一端连接下输出端-,所述下输出端+和下输出端-之间设有电容co,变压器w1的初级绕组上端和次级绕组上端、变压器w2的初级绕组下端和次级绕组下端、变压器w2的初级绕组上端和次级绕组上端、变压器w2的初级绕组下端和次级绕组下端之间均设有电容css,变压器w1的初级绕组下端和变压器w1的初级绕组下端均连接有一个电容ci,电容ci的另一端接地。

作为本发明的进一步技术方案:所述二极管d1-d4组成全桥整流电路。

作为本发明的进一步技术方案:所述二极管d5-d8组成全桥整流电路。

作为本发明的进一步技术方案:所述电容c1为滤波电容。

作为本发明的进一步技术方案:所述电容c2为滤波电容。

作为本发明的进一步技术方案:所述二极管d9为肖特基二极管。

作为本发明的进一步技术方案:所述二极管d10为肖特基二极管。

一种逆变器驱动供电电源emc性能提升方法,采用上述电路,具体步骤如下,首先通过增大电感l1的电抗值和电容cx的容值,消除因开关电源的输出正负极之间电路的不对称性,导致输出的共模电压转化为差模造成的差模干扰,其次减小电源输出与负载之间的距离从而降低共模电压在输出等效阻抗上产生干扰,最后在电源负载端就近加电容co,同时减小寄生参数css,两路驱动电源同时带负载情况下,产生于两路驱动电源之间的干扰。

与现有技术相比,本发明的有益效果是:本发明逆变器驱动供电电源emc性能提升系统首先分析了逆变器驱动电源的供电结构,然后以典型的三相半桥逆变器为例,分析了三相半桥及其驱动电源的高频传导模型。在此基础上,分析了emi源对驱动电源造成干扰的主要传导通路,并针对这些干扰路径提出了抑制干扰、提升电源emc性能的方法。

附图说明

图1为三相半桥逆变器的驱动电源结构图。

图2为三相半桥逆变器及其驱动电源共模等效模型图。

图3为半桥桥臂两路驱动电源供电的典型emi传导路径图。

图4为通路i等效干扰传导电路图。

图5为通路ii等效干扰传导电路图。

图6为通路iii等效干扰传导电路图。

图7为三条传导通路传递函数g1、g2、g3波特图图。

图8为电源负载端加电容前后干扰传递函数对比图。

图9为驱动电源负载端加电容co=4.7μf前电压波形图。

图10为驱动电源负载端加电容co=4.7μf后电压波形图。

图11为电源负载端加电容co=4.7μf后电压fft分析图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图,对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述,显然,所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例,而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例,本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例,都属于本发明保护的范围。

请参阅图3,实施例1:一种逆变器驱动供电电源emc性能提升系统,用于半桥桥臂两路驱动电源电路,所述半桥桥臂两路驱动电源电路包括上下两个电源电路,所述上电源电路包括二极管d1、二极管d2、二极管d3、二极管d4、电容c1、开关管q1、变压器w1、二极管d9、电感l1、电感ls’、电容cx、电容cy、电容c3和电阻rs’,二极管d1的阳极连接二极管d3的阴极和交流电ac,二极管d1的阴极连接二极管d2的阴极、电容c1和变压器w1的初级绕组上端,二极管d2的阳极连接二极管d4的阴极和交流电ac另一端,二极管d3的阳极连接二极管d4的阳极、mos管q1的源极和接地端g,mos管q1的漏极连接变压器w1的初级绕组下端,变压器w1的次级绕组上端连接二极管d9的阳极,二极管d9的阴极连接电感l1,电感l1的另一端连接电容cx、电容c3和上输出端+,变压器w1的次级绕组下端连接电容cx的另一端、电容cy和电感ls’,电感ls’的另一端连接电阻rs’,电阻rs’的另一端连接上输出端-,所述下电源电路包括二极管d5、二极管d6、二极管d7、二极管d8、电容c2、开关管q2、变压器w2、二极管d10、电感l1、电感ls、电容cx、电容cy、电容c4和电阻rs’,二极管d5的阳极连接二极管d7的阴极和交流电ac,二极管d6的阴极连接二极管d8的阴极、电容c2和变压器w2的初级绕组,二极管d6的阳极连接二极管d8的阴极和交流电ac另一端,二极管d7的阳极连接二极管d8的阳极、mos管q2的源极和接地端g,mos管q2的漏极连接变压器w2的初级绕组另一端,变压器w2的次级绕组一端连接二极管d10的阳极,二极管d10的阴极连接电感l2,电感l2的另一端连接电容cx1、电容c3和下输出端+,变压器w2的次级绕组另一端连接电容cx1的另一端、电容cy1和电感ls’,电感ls’的另一端连接电阻rs’,电阻rs’的另一端连接下输出端-,所述下输出端+和下输出端-之间设有电容co,变压器w1的初级绕组上端和次级绕组上端、变压器w2的初级绕组下端和次级绕组下端、变压器w2的初级绕组上端和次级绕组上端、变压器w2的初级绕组下端和次级绕组下端之间均设有电容css,变压器w1的初级绕组下端和变压器w1的初级绕组下端均连接有一个电容ci,电容ci的另一端接地。

一种逆变器驱动供电电源emc性能提升方法,采用上述电路,具体步骤如下,首先通过增大电感l1的电抗值和电容cx的容值,消除因开关电源的输出正负极之间电路的不对称性,导致输出的共模电压转化为差模造成的差模干扰,其次减小电源输出与负载之间的距离从而降低共模电压在输出等效阻抗上产生干扰,最后在电源负载端就近加电容co,同时减小寄生参数css,两路驱动电源同时带负载情况下,产生于两路驱动电源之间的干扰。

具体设计过程如下:如图1所示为三相半桥逆变器的驱动供电电源结构图,上面三个igbt管各用一路驱动电源,下面三个igbt管可共用一路驱动电源,也可使用三路独立电源,若下三管共用一路驱动电源时,三相半桥逆变器中一共需要四路相互独立的驱动电源。其中,直流侧电压记为udc,o'为直流中点;o为三相交流电中点;uao'、ubo'和uco'为桥臂中点电压,是高频跳变的du/dt干扰源;ca1、ca2、cb1、cb2、cc1、cc2为器件与大地gnd之间的寄生电容;gnd1、gnd2、gnd3、gnd4分别为4个独立驱动电源参考地。

采用spwm调制方式时,可以推导出电网中性点相对于直流中点的共模电压ucm=uoo'=(uao'+ubo'+uco')/3的数学形式为:

其中,m为调制比,ωc为载波角频率,ωm为调制波角频率,载波比nc为任意正整数,i为相对于载波的谐波次数,n为相对于调制波的谐波次数。jn(·)为第一类bessel函数,bessel积分的表达式如下:

可以看出开关次谐波及其边频带,以及开关次的整数倍次谐波及其边频带是高频干扰的主要成分。这些高频量是造成电路干扰、使驱动电源不能稳定工作的主要因素。

共模电压通过共模电容接地后引入到其他与地系统有电位关系的电路之中。对于驱动供电电源而言,不考虑电源自身产生的共模干扰,变流器和开关电源组成的典型系统的共模传导模型如图4所示。

根据图4可以得共模电压到cx上输出电压的传递函数为g1=δuo1(s)/ucm(s),记第一种干扰。g1表达式为:

实施例2,基于上述实施例1,三极管q1为npn三极管。二极管d1为肖特基二极管。二极管d2为肖特基二极管。保证电流的流通方向,确保系统电源与备用电池之间不会相互干扰;继电器k为常开触点继电器。主机系统mcu的供电电压为5v。电容c2为电解电容。备用电池的额定输出电压为5v,采用上述的电子元器件组合,可以完好的实现本设计电路的各项功能。

其中,ri为滤波电感和变流器内阻及线路等效电阻,li=lf/3+ll,ll为驱动电源输入的线路等效电感,c1=1/(1/css+1/cx+1/cy),c2=c1+ci。显而易见,在主电路参数确定的情况下,减小c1以及增大c2、cx和ll有利于减小电源空载时的差模干扰。

(2)传导通路ii分析

通路ii同样存在于变流器主电路和驱动电源之间。驱动电源带负载工作时,考虑驱动电源输出至负载的等效阻抗为ls和rs,共模电压在输出等效阻抗ls和rs上产生干扰,记为第二种干扰,等效通路如图5所示。同样,得到共模电压到输出电压的传递函数g2=δuo2(s)/ucm(s)为:

传导通路iii分析:

在两路驱动电源同时带负载情况下,干扰产生于两路驱动电源之间,记为第三种干扰。根据图3通路iii其等效干扰路径如下:

不难求得,图6中通路iii上,桥臂下管驱动电源输出电压变化δuo3与桥臂中点p(p代指a、b、c)的电压关系为:

忽略直流量,记g3=δuo3(s)/ucm(s),则:

通过上式可以直观看出,当ls、rs和css趋于0时,共模电压引起的电源输出电压畸变基本为0。

值得指出的是,通路i和ii所代表的干扰类型来源于无高频隔离的驱动电源取电方式,可以通过增加emi滤波器等高频隔离手段对其进行抑制。而通路iii则存在于多路驱动电源之间,由于主电路上的直接连接关系,多路电源间不可避免均存在高频通路,影响巨大。

根据上面的分析可以得到三种干扰对应的传递函数g1、g2、g3及其波特图,如图7所示。

通过以上分析,可以得出针对三种干扰的抑制方法。针对第一种干扰,应增大输入滤波电感ll、共模电容cx;对于第二种干扰,除了上述措施外,还应该减小电源输出与负载之间的距离以降低寄生电感、电阻。

第三种干扰在研究范围内影响最大。本发明通过对图3和图6中通路iii电路进行分析,提出在电源负载端就近加电容co,同时减小寄生参数css来提高电源输出电压质量的方法。按照上述方法,可以得到加入co后电源输出电压变化与a、b、c三点电压关系,记g4=δuo4(s)/ucm(s),则:

可以从上式分析得出,co越大、css越小对干扰的抑制越有利。图8所示为co从0(不加电容)到100μf变化时g4的幅频特性图,可见随着co的加大,除了产生一个尖峰外,在整个高频段干扰信号的幅值都显著减小,干扰抑制性能得到提升。

图9和10为负载端加入干扰抑制电容co=4.7μf前后的对比,如图9所示为加入电容co前的驱动供电电源输出电压,电源输出电压上的干扰电压幅值达到了5v以上,并且主要由电源间的串扰产生,这和仿真结果相符,干扰很严重,导致系统无法正常运行。图10所示为加入电容co后的电源输出电压,加入co后共模电压几乎完全被抑制,驱动供电正常。

图11所示为加入co后的驱动供电电源电压波形及其fft分析,从图中可以看出,电源电压存在两处谐振峰,理论上,图8中加入co后传递函数g4也存在两处谐振峰,实验结果和理论分析相符,验证了理论分析的正确性。

实验结果图9和10证实了本文提出的在驱动供电电源输出端并电容、减小供电电源中变压器跨接寄生电容来抑制共模干扰方法的有效性;实验结果图10证实了关于加入co后的通路iii传递函数分析是正确的。实验结果证明了本文中高频模型的正确性和提出的干扰抑制方法的有效性。

对于本领域技术人员而言,显然本发明不限于上述示范性实施例的细节,而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下,能够以其他的具体形式实现本发明。因此,无论从哪一点来看,均应将实施例看作是示范性的,而且是非限制性的,本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定,因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。

此外,应当理解,虽然本说明书按照实施方式加以描述,但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案,说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见,本领域技术人员应当将说明书作为一个整体,各实施例中的技术方案也可以经适当组合,形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。

当前第1页1 2 
网友询问留言 已有0条留言
  • 还没有人留言评论。精彩留言会获得点赞!
1