基于三次谐波的高降压比开关电容LCLCL谐振变换器及参数设计方法与流程
本发明涉及电子电路技术领域，特别涉及一种基于三次谐波的高降压比开关电容lclcl谐振变换器及参数设计方法。
背景技术：
近年来，风力发电、光伏发电等可再生能源的发展蒸蒸日上，发电成本逐渐降低，逐渐成为电能供应系统中不可或缺的重要组成部分。但是，可再生能源发电状况一般受环境影响较大，稳定性较差。故而，直流微电网应运而生。可再生能源发电的输出一般为直流电，因此接入直流微电网往往只需要通过一级dc-dc变换器升压即可。直流微电网的母线电压有400v，48v，12v等，一般通过多级降压的方式得到较低的母线电压。然而目前使用的多级降压变换器有着体积较大，效率较低与结构复杂等缺点，仍有很大的提升空间，因此关于直流微电网研究的热点之一就是高效高降压比dc-dc变换器的研究。目前比较常用的降压变换器中，llc谐振变换器凭借其优异的性能脱颖而出。然而llc谐振变换器仍存在以下几个致命的缺点：
(1)当变换器电压变比较高时，磁性元件体积增大，效率降低；
(2)电压输入范围有限，宽范围输入时，容易远离谐振工作点使效率降低；
(3)电路启动时往往会带来较大的浪涌冲击电流，可能会导致电路损坏。
技术实现要素：
本发明旨在至少在一定程度上解决相关技术中的技术问题之一。
为此，本发明的一个目的在于提出一种基于三次谐波的高降压比开关电容lclcl谐振变换器。
本发明的另一个目的在于提出一种基于三次谐波的高降压比开关电容lclcl谐振变换器的参数设计方法。
为达到上述目的，本发明一方面实施例提出了基于三次谐波的高降压比开关电容lclcl谐振变换器，包括：开关电容桥、五元谐振腔、变压器和全波整流模块，其中，所述开关电容桥包括六个开关管s1-s6和五个电容c1-c5，其中，所述六个开关管之间串联，且整体与所述输入电源的两端连接，每两个相邻开关管的两端并联一个电容，与输入母线串联的三个电容分别为第一输入母线电容c1、第二输入母线电容c2和第三输入母线电容c3，剩余两个电容分别为逆变输出的第一飞跨电容c4和第二飞跨电容c5；所述五元谐振腔包括三个谐振电容cr1-cr3、谐振电感lr、励磁电感lm、陷波电感lp和一个电容cp，其中，第一谐振电容cr1、第二谐振电容cr2和第三谐振电容cr3分别与所述开关电容桥的第一飞跨电容c4和第二飞跨电容c5的两端连接，且三个谐振电容的另一端连接在一点，同时与所述谐振电感lr的一端串联，所述谐振电感lr的另一端与所述励磁电感lm的一端串联，所述励磁电感lm的另一端与所述陷波电感lp连接，所述陷波电感lp的另一端连接所述输入电源的地线，同时所述陷波电感lp的两端还与所述电容cp两端并联；所述变压器的原边与所述五元谐振腔的励磁电感并联，所述变压器的副边为所述全波整流模块。
本发明实施例的基于三次谐波的高降压比开关电容lclcl谐振变换器，具有降低整流二极管电流损耗的能力；在相同负载有效电流下，可将平均电流降低至原来的74％；lclcl谐振变换器系统可以在原本高效率情况下再次提高效率；通过开关电容结构可以有效压缩输入后级谐振腔的电压范围，可以减小谐振磁性元件的体积，降低开关管电压应力；开关电容结构的电容充电特性与后级谐振腔的弱感性，可以减缓后级谐振腔的次级母线电压上升速度，并且lclcl谐振变换器系统增益具有零增益点，可以据此设计可以设计出色的软启动和过流保护方案。
另外，根据本发明上述实施例的基于三次谐波的高降压比开关电容lclcl谐振变换器还可以具有以下附加的技术特征：
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述高降压比开关电容lclcl谐振变换器包括五种工作模态，其中，在进入第一种工作模态前，所述开关电容桥的结电容coss1、coss3、coss5完全放电，其电压voss1、voss3、voss5降为0，即第一开关管s1、第三开关管s3和第五开关管s5两端电压为零，实现零电压开关zvs开通。
进一步地，在本发明的一个实施例中，第一种工作模态：在t0时刻，第一开关管s1、第二开关管s3和第五开关管s5开通，所述励磁电感lm的励磁电流ilm和所述谐振电感lr的谐振电流ilr均反方向流动，且ilm大于ilr；所述励磁电流ilm和所述谐振电流ilr之差流过所述变压器的原边，以使所述变压器的副边的二极管d1导通；所述励磁电感lm两端的电压被所述输入电源的输出电压vo箝位，不参与谐振，所述励磁电流ilm线性上升；所述谐振电感lr和所述三个谐振电容cr1-cr3参与谐振，所述谐振电流ilr呈正弦波的形式上升，当所述谐振电流ilr为零时，工作模态结束。
进一步地，在本发明的一个实施例中，第二种工作模态为：在t1时刻，第一开关管s1、第二开关管s3和第五开关管s5开通，所述谐振电感lr的谐振电流ilr变为正方向，所述输入电源的输入端为所述三个谐振电容cr1-cr3和所述谐振电感lr充电；所述励磁电感lm的励磁电流ilm和所述谐振电流ilr流动方向相反，所述变压器的副边二极管d1导通；所述励磁电感lm两端的电压仍被所述输入电源的输出电压vo箝位，不参与谐振，所述励磁电流ilm线性上升，当所述励磁电流ilm为零时，工作模态结束。
进一步地，在本发明的一个实施例中，第三种工作模态为：在t2时刻，第一开关管s1、第二开关管s3和第五开关管s5开通，所述励磁电感lm的励磁电流ilm变为正方向，且所述励磁电流ilm仍小于所述谐振电流ilr，所述励磁电感lm两端的电压仍被所述输入电源的输出电压vo箝位，不参与谐振，其两端电压为nvo。
进一步地，在本发明的一个实施例中，第四种工作模态为：在t3～t4时刻，在t3时刻时，第一开关管s1、第二开关管s3和第五开关管s5开通，所述励磁电感lm的励磁电流ilm与所述谐振电感lr的谐振电流ilr大小相等，所述变压器的副边二极管d1中的电流自然下降为零，实现所述全波整流模块中二极管的zcs关断；所述输入电源的输入端不再负载传递能量，所述励磁电感lm不再被所述输入电源的输出电压vo箝位；所述励磁电感lm与所述三个谐振电容cr1-cr3和所述谐振电感lr共同参与谐振；所述五元谐振腔中串联等效电感值为(lr+lm)，远大于所述谐振电感lr，所述五元谐振腔的电流基本保持不变。
进一步地，在本发明的一个实施例中，第五种工作模态为：在t4～t5时刻，在t4时刻时，第一开关管s1、第二开关管s3和第五开关管s5关断，第二开关管s2、第四开关管s4和第六开关管s6未开通，电路处于死区时间td；因所述五元谐振腔的电流保持恒定，ilr分别向开关管所述第一开关管s1的结电容coss1、所述第二开关管s3的结电容coss3、所述第五开关管s5的结电容coss5和所述第二开关管s2的结电容coss2、所述第四开关管s4的结电容coss4、所述第六开关管s6的结电容coss6充放电；当所述第二开关管s2的结电容coss2、所述第四开关管s4的结电容coss4、所述第六开关管s6的结电容coss6的两端电压下降为零时，所述第二开关管s2、所述第四开关管s4、所述第六开关管s6的体二极管导通，为所述第二开关管s2、所述第四开关管s4、所述第六开关管s6提供零电压导通的条件；当驱动信号到来时，实现所述第二开关管s2、所述第四开关管s4、所述第六开关管s6的零电压开关zvs开通。
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述高降压比开关电容lclcl谐振变换器的直流特性包括三个区域，在设计lclcl变换器时，需将所述lclcl变换器的工作区域设在区域一和区域二，因区域三为容性区会对所述lclcl变换器造成损害，其中，所述区域一仅实现zvs软开关，所述区域二可同时实现zvs软开关和副边整流二极管的zcs软关断，故最终lclcl变换器的工作区域应设为所述区域二。
为达到上述目的，本发明另一方面实施例提出了基于三次谐波的高降压比开关电容lclcl谐振变换器的参数设计方法，包括以下步骤：步骤s1，分析所述基于三次谐波的高降压比开关电容lclcl谐振变换器，以制定设计指标；步骤s2，基于所述设计指标计算变压器变比、增益范围和电感系数；步骤s3，基于所述设计指标计算在最大输入电压和空载条件下，在电感区域工作的转换器最大品质因数；步骤s4，根据所述变压器变比、所述增益范围、所述电感系数和所述最大品质因数选择谐振频率，以计算谐振电容和谐振电感；步骤s5，基于所述设计指标中的软开关条件计算励磁电感，并判断是否增益要求，若满足，则输出最终参数，反之，迭代执行所述步骤s2-所述步骤s5，直至满足。
本发明实施例的基于三次谐波的高降压比开关电容lclcl谐振变换器的参数设计方法，具有降低整流二极管电流损耗的能力；在相同负载有效电流下，可将平均电流降低74％；lclcl谐振变换器系统可以在原本高效率情况下再次提高效率；通过开关电容结构可以有效压缩输入后级谐振腔的电压范围，可以减小谐振磁性元件的体积，降低开关管电压应力；开关电容结构的电容充电特性与后级谐振腔的弱感性，可以减缓后级谐振腔的次级母线电压上升速度，并且lclcl谐振变换器系统增益具有零增益点，可以据此设计可以设计出色的软启动和过流保护方案。
另外，根据本发明上述实施例的基于三次谐波的高降压比开关电容lclcl谐振变换器的参数设计方法还可以具有以下附加的技术特征：
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述谐振电容的计算公式为：
z0＝qreq
其中，fs为谐振频率，cr为谐振电容，z0为谐振参数，q为品质因数，req为副边阻抗折合到原边后的等效总阻抗；
所述谐振电感的计算公式为：
其中，k为谐振参数，k为谐振参数，ω为谐振角频率，lp为陷波电感，cp为陷波电容，lr为谐振电感，f0为陷波电容，cr为谐振电容。
本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1是本发明一个实施例的基于三次谐波的高降压比开关电容lclcl谐振变换器的拓扑结构图；
图2是本发明一个实施例的开关电容桥的结构模态示意图，(a)为开关电容桥的结的节后示意图，(b)为开关管s1、s3、s5处于导通状态,(c)为开关管s2、s4、s6导通；
图3是本发明一个实施例的开关电容桥的输出电压示意图；
图4是本发明一个实施例的基于三次谐波的高降压比开关电容lclcl谐振变换器工作模态图；
图5是本发明一个实施例的基于三次谐波的高降压比开关电容lclcl谐振变换器的工作区域示意图；
图6是本发明一个实施例的基于三次谐波的高降压比开关电容lclcl谐振变换器的参数设计方法流程图；
图7是本发明一个实施例的开关电容桥电容等效模型；
图8是本发明一个实施例的ssl条件下电容的电荷流动图，(a)为ssl条件下电路示意图，(b)为ssl条件下电荷流动模态1,(c)为ssl条件下电荷流动模态2；
图9是本发明一个实施例的fsl条件下开关管的电荷流动图，(a)为fsl条件下电路示意图，(b)为fsl条件下电荷流动模态1,(c)为fsl条件下电荷流动模态2；
图10是本发明一个实施例的整流波形图，其中，(a)为传统llc拓扑二极管的整流波形图，(b)为lclcl拓扑二极管的整流波形图；
图11是本发明一个实施例的开关电容桥的输出电压波形图；
图12是本发明一个实施例的基于三次谐波的高降压比开关电容lclcl谐振变换器的输出电压波形图；
图13是本发明一个实施例的基于三次谐波的高降压比开关电容lclcl谐振变换器中开关管软开关波形图；
图14是本发明一个实施例的基于三次谐波的高降压比开关电容lclcl谐振变换器中全波整流模块的整流二极管电流波形。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
下面参照附图描述根据本发明实施例提出的基于三次谐波的高降压比开关电容lclcl谐振变换器及参数设计方法，首先将参照附图描述根据本发明实施例提出的基于三次谐波的高降压比开关电容lclcl谐振变换器。
图1是本发明一个实施例的基于三次谐波的高降压比开关电容lclcl谐振变换器的拓扑结构图。
如图1所示，该谐振变换器10包括：输入电源100、开关电容桥200、五元谐振腔300、变压器400和全波整流模块500。
其中，开关电容桥200包括六个开关管s1-s6和五个电容c1-c5，其中，六个开关管之间串联，且整体与输入电源100的两端连接，每两个相邻开关管的两端并联一个电容，与输入母线串联的三个电容分别为第一输入母线电容c1、第二输入母线电容c2和第三输入母线电容c3，剩余两个电容分别为逆变输出的第一飞跨电容c4和第二飞跨电容c5。五元谐振腔300包括三个谐振电容cr1-cr3、谐振电感lr、励磁电感lm、陷波电感lp和一个电容cp，其中，第一谐振电容cr1、第二谐振电容cr2和第三谐振电容cr3分别与开关电容桥200的第一飞跨电容c4和第二飞跨电容c5的两端连接，且三个谐振电容的另一端连接在一点，同时与谐振电感lr的一端串联，谐振电感lr的另一端与励磁电感lm的一端串联，励磁电感lm的另一端与陷波电感lp连接，陷波电感lp的另一端连接输入电源的地线，同时陷波电感lp的两端还与电容cp两端并联。变压器400的原边与五元谐振腔300的励磁电感并联，变压器400的副边为全波整流模块500。
进一步地，开关电容结构能够起到提高降压比的功能，并且可以自动均压，降低开关管的电压应力，拓宽变换器的电压输入范围，从而降低磁性元件匝比和体积，下面对开关电容桥的结构进行详细分析：
先对开关电容桥的工作条件做出如下假设：
(1)电路工作状态稳定；
(2)输入母线电容c1、c2、c3和飞跨电容c4、c5完全相同；
(3)忽略器件的寄生参数，均视为理想器件；
(4)不考虑死区时间td。
如图2所示，由于开关管与s2、s4、s6分别由两路占空比50％互补的pwm控制，所以于单个开关周期内，本开关电容结构的模态为图2中所示的两种。下图给出了开关电容结构的简图和分别对应半个周期的模态简图。
模态一，如图2(b)所示，当开关管s1、s3、s5处于导通状态时，此时，第一输入母线电容c1、第一飞跨电容c4并联，第二输入母线电容c2和第二飞跨电容c5并联，并联的电容将会至两者电压动态平衡。因为第一输入母线电容c1、第二输入母线电容c2和第三输入母线电容c3两端的电压被输入电压vin钳位，所以第三输入母线电容c3通过对外放电以维持电荷总量的平衡，保持开关电容输出端电压的稳定。此时，，vout1＝vin、vout2＝2/3vin、vout3＝1/3vin，相对应的开关管s2、s4、s6两端的电压应力均为1/3vin。
模态二，如图2(c)所示，当开关管s2、s4、s6导通时，此时，第二输入母线电容c2和第一飞跨电容c4并联，第三输入母线电容c3和第二飞跨电容c5并联，并联的电容同样会至两者电压动态平衡。因为第一输入母线电容c1、第二输入母线电容c2和第三输入母线电容c3两端的电压被输入电压vin钳位，所以第一输入母线电容c1通过对外放电以维持电荷总量的平衡，保持开关电容输出端电压的稳定。此时，vout1＝2/3vin、vout2＝1/3vin、vout3＝0，相对应的开关管s1、s3、s5两端的电压应力均为1/3vin。
开关电容飞跨电容的三路输出如图3所示，两组mosfet以0.5占空比交替导通，而谐振网络的输入电压，也就是开关电容的输出电压，可以写成傅立叶级数的形式，如下式所示：
很明显，虽然在经过傅里叶分解后，三路输出电压的直流分量各不相同，但是其正弦分量却是相同的，再经过谐振电容隔直，对于后级的谐振腔来说，这三路输入是没有实质性区别的。因此将其并联输入谐振腔以降低电流应力的思路是可行的。
因此，如图4所示，本发明提出的基于三次谐波的高降压比开关电容lclcl谐振变换器的工作模态为：
首先，本发明实施例主要包括五种工作模态，其中，在在进入第一种工作模态前，开关电容桥的结电容coss1、coss3、coss5完全放电，其电压voss1、voss3、voss5降为0，即第一开关管s1、第三开关管s3和第五开关管s5两端电压为零，实现zvs开通。
如图4(a)所示，第一种工作模态：在t0时刻，第一开关管s1、第二开关管s3和第五开关管s5开通，励磁电感lm的励磁电流ilm和谐振电感lr的谐振电流ilr均反方向流动，且ilm大于ilr；
励磁电流ilm和谐振电流ilr之差流过变压器的原边，以使变压器的副边的二极管d1导通；
励磁电感lm两端的电压被输入电源的输出电压vo箝位，不参与谐振，励磁电流ilm线性上升；
谐振电感lr和三个谐振电容cr1-cr3参与谐振，谐振电流ilr呈正弦波的形式上升，当谐振电流ilr为零时，工作模态结束；
如图4(b)所示，第二种工作模态为：在t1时刻，第一开关管s1、第二开关管s3和第五开关管s5开通，谐振电感lr的谐振电流ilr变为正方向，输入电源的输入端为三个谐振电容cr1-cr3和谐振电感lr充电；
励磁电感lm的励磁电流ilm和谐振电流ilr流动方向相反，变压器的副边二极管d1导通；
励磁电感lm两端的电压仍被输入电源的输出电压vo箝位，不参与谐振，励磁电流ilm线性上升，当励磁电流ilm为零时，工作模态结束；
如图4(c)所示，第三种工作模态为：在t2时刻，第一开关管s1、第二开关管s3和第五开关管s5开通，励磁电感lm的励磁电流ilm变为正方向，且励磁电流ilm仍小于谐振电流ilr，励磁电感lm两端的电压仍被输入电源的输出电压vo箝位，不参与谐振，其两端电压为nvo；
如图4(d)所示，第四种工作模态为：在t3～t4时刻，在t3时刻时，第一开关管s1、第二开关管s3和第五开关管s5开通，励磁电感lm的励磁电流ilm与谐振电感lr的谐振电流ilr大小相等，变压器的副边二极管d1中的电流自然下降为零，实现全波整流模块中二极管的zcs关断；
输入电源的输入端不再负载传递能量，励磁电感lm不再被输入电源的输出电压vo箝位；
励磁电感lm与三个谐振电容cr1-cr3和谐振电感lr共同参与谐振；
五元谐振腔中串联等效电感值为(lr+lm)，远大于谐振电感lr，五元谐振腔的电流基本保持不变；
如图4(e)所示，第五种工作模态为：在t4～t5时刻，在t4时刻时，第一开关管s1、第二开关管s3和第五开关管s5关断，第二开关管s2、第四开关管s4和第六开关管s6未开通，电路处于死区时间td；
因五元谐振腔的电流保持恒定，ilr分别向开关管第一开关管s1的结电容coss1、第二开关管s3的结电容coss3、第五开关管s5的结电容coss5和第二开关管s2的结电容coss2、第四开关管s4的结电容coss4、第六开关管s6的结电容coss6充放电；
当第二开关管s2的结电容coss2、第四开关管s4的结电容coss4、第六开关管s6的结电容coss6的两端电压下降为零时，第二开关管s2、第四开关管s4、第六开关管s6的体二极管导通，为第二开关管s2、第四开关管s4、第六开关管s6提供零电压导通的条件；
当驱动信号到来时，实现第二开关管s2、第四开关管s4、第六开关管s6的zvs开通。
除此之外，当第二开关管s2、第四开关管s4、第六开关管s6导通时，如图4(f)-(j)所示，相应的工作模态分析与前述工作模态类似，在这里就不再赘述。
进一步地，对于后级谐振lclcl拓扑，需要分析增益曲线的软开关工作区域，lclcl谐振器的输入阻抗公式列写如下：
其中，k为谐振参数，cp为陷波电容，lp为陷波电感，lr为谐振电感，lm为励磁电感，cr为谐振电容，req为为副边阻抗折合到原边后的等效总阻抗。
归一化输入阻抗可由公式(2)得到：
其中，zin为输入阻抗,zin为总阻抗，λ为电感系数，fn为归一化频率。
不妨令zn的虚部为零，且由于z0为实数，可得lclcl谐振系统的感性区与容性区分解线，即软开关边界线。
其表达式为：
其中，fnz为输入阻抗的归一化频率，qz为品质因数最大值，当实际工作时，品质因数低于qz时，输入阻抗vin为感性阻抗。因此，本发明得到工作在感性区域的最大增益曲线，其表达式为：
mmax(λ,q)＝m(fnz(λ,q),λ,q)(6)
如图5所示，通过公式(6)绘制最大增益曲线轨迹，得到软开关边界线。其中，lclcl谐振变换器的直流特性分为感性区和容性区，变换器在感性区能够实现开关管的zvs开通，在容性区能够实现开关管的zcs关断。
在谐振频率fr的右侧，变换器有与串联谐振变换器相同的特性。在谐振频率fr的左侧，变换器的特性与负载条件有关，在重载的情况下，变换器与串联谐振变换器的特性相似。当负载变轻时，lclcl谐振变换器变换器的特性会向并联谐振变换器偏移。
因此，lclcl谐振变换器的直流特性可以分为三个区域，如图5所示。在设计变换器时，需要将变换器的工作区域设计在区域一和区域二。区域三是容性区，在容性区域工作会对变换器造成损害。
在区域一，变换器的工作特性与串联谐振变换器相似。在该区域内，励磁电感lm被输出电压箝位，作为串联谐振变换器的负载参与工作，不和谐振电容cr参与谐振。因为lm这一感性负载，llc变换器能够工作在负载开路的条件下，且工作频率不会过高。另一方面，lm这一感性负载使得变换器在任何负载条件下都能够实现zvs开通。而本发明的lclcl谐振变换器保留了全区域开关管zvs软开关的特性，且具有零增益点，扩宽谐振变换器的调压范围，且可以更好地设计过流保护控制系统。区域二可实现原边开关管zvs开通，且可同时实现副边的整流二极管zcs关断。
因此，如图6所示，基于以上分析，本发明实施例还提出了一种基于三次谐波的高降压比开关电容lclcl谐振变换器的参数设计方法，包括以下步骤：
步骤s1，基于设计指标计算变压器变比、增益范围和电感系数。
具体地，确定系统高效率增益上下限(增益范围)为：
其中，mmax为系统最大增益，mmin为系统最小增益，vo为变换器输出电压,vinmax为变换器输入电压最大值，vinmin为变换器输入电压最小值。
根据增益上限设计变换器的变压器匝比：
其中，np为变压器原边线圈匝数，ns为变压器副边线圈匝数，vf为整流二极管压降。
电感系数计算如下：
其中，fmax为最大开关频率。
步骤s2，计算在最大输入电压和空载条件下，在电感区域工作的转换器最大品质因数。
具体地，公式为：
其中，td为死区时间，fnmax为归一化开关频率最大值，coss为开关管输出电容。
步骤s3，根据变压器变比、增益范围、电感系数和最大品质因数选择谐振频率，以计算谐振电容和谐振电感。
进一步地，谐振电容的计算公式为：
z0＝qreq(12)
其中，fs为谐振频率，cr为谐振电容，z0为谐振参数，q为品质因数，req为副边阻抗折合到原边后的等效总阻抗；
谐振电感的计算公式为：
其中，k为谐振参数，ω为谐振角频率，lp为陷波电感，cp为陷波电容，lr为谐振电感，f0为陷波电容，cr为谐振电容。
步骤s4，根据软开关条件计算励磁电感，并判断是否增益要求，若满足，则输出最终参数，反之，迭代执行步骤s2-步骤s5，直至满足。
其中，根据上述条件和软开关条件计算谐振电容和谐振电感，根据陷波频率计算陷波电感和电容，最后根据电感系数计算励磁电感。
最后，将此逻辑键入matlab中，方便多次计算。对参数计算过程进行总结并编程实现自动计算，以对后续参数、控制算法、软启动及保护功能的设计提供了便利。
进一步地，因开关电容lclcl谐振变换器的模态较多，谐振腔状态更为复杂，需着重分析研究，因此本发明将基于扩展描述函数法，对提出的开关电容lclcl谐振变换器的小信号建模方法进行研究。力求推导出精确的小信号模型并依据其进行优化补偿器设计，并拟采用pwm和pfm混合控制的方法来进行变换器的控制，以提升变换器控制精度与轻载性能，来实现最终实现稳定可靠的闭环运行功能。具体如下：
开关电容变换器中各开关器件为硬开关，使得变换器损耗较大。通过引入后级的llc谐振环节，可以实现开关管的zvs开通和小电流关断，提高了系统效率。但是同时开关电容电路为硬充电，充放电损耗不容忽视。所以需要对开关电容电路建立等效模型，分析其存在的充放电损耗，通过参数设计的优化，减小开关电容的充放电损耗，进一步提高系统的效率。
开关电容进行充电和放电，从而会在变换器上产生压降。这个压降与输出电流iout成比例，可以表示为输出电阻rout。采用变压器电路作为开关电容电路的等效模型，该电路由一个理想的变压器和输出电阻rout组成。变压器的匝数比等于开关电容电路的空载变换比。如图7所示，用输出电阻rout表示开关电容电路中充放电的损耗，它限定了开关电容变换器的最大功率。
如图8所示，输出电阻rout是开关管工作频率fr的函数。随着开关频率的增加，输出电阻rout出现两个极限值，即慢开关极限(slow-switchinglimitssl)和快开关极限(fast-switchinglimitfsl)。在慢开关极限(ssl)阻抗分析中，假设开关管和其他所有电气连接都是理想的，不存在电阻，并且输入和输出端和电容器之间的电流是脉冲电流，模型为电荷转移。
定义一对电荷乘法器矢量a1、a2，对应于开关关断后产生的流动电荷。电荷乘法器矢量中的每个元素对应于一个特定的电容或独立的电压源，并表示进入该组件的电荷流量，并相对于输出电荷流量进行归一化。利用每个模态下拓扑中的kcl条件和每个电容上的两个电荷乘法器数量相等且相反的条件，可以唯一地计算电荷乘法器向量。
可以求得在ssl临界条件下输出阻抗rssl为：
可以看出，在ssl临界条件下输出阻抗rssl与开关频率成反比。
在快开关极限fsl的情况下，开关、电容及其他电气连接的电阻占主导地位，其特点是电容之间的电流恒定。如图9所示，在fsl情况下，电容电压模型为常数。电路损耗只与电阻元件中的传导损耗有关。
定义电荷乘数
每个单独开关管引起的平均功率损耗等于瞬时功率损耗乘以其占空比。由于fsl中开关电容变换器的总损耗仅为开关损耗之和，因此总电路损耗由下式给出：
可以看出，fsl输出阻抗仅根据元件参数和每个开关的开关电荷乘数系数决定。
开关电容变换器的总输出阻抗由慢速开关限制(ssl)阻抗和快速开关限制(fsl)阻抗组成。因为它们是在假设不同的假设条件下推导出的，所以不能直接相加。开关电容电路的输出阻抗rout近似为：
下面通过搭建了一台样机，对本发明提出的开关电容lclcl谐振变换器与llc效率提升效果进一步验证。
样机指标如下：
额定输入电压：400v；
额定功率：48w；
串联谐振频率：500khz(基波)，1.5mhz(三次谐波)；
并联谐振频率：1mhz；
效率：高于90％；
输出电压：12v；
输出电压纹波：小于200mv；
样机选用的芯片型号及参数如表1所示。
表1样机选用的芯片型号及器件参数
如图10(a)所示，根据基波分析法，传统llc拓扑二极管的整流波形近似为正弦波。如图10(b)所示，本发明在引入三次谐波能量传输的同时，降低了次级侧整流二极管的损耗。两种拓扑的平均值和有效值证明如下：
llc的副边二极管波形为半波正弦，lclcl为基波与三次谐波叠加的半波马鞍形波形。假设正弦基波的峰值为im，则半波正弦平均值和有效值的计算如下：
三次谐波注入后的鞍形波形的平均值和有效值计算如下：
从公式(19)和(20)，可以看到注入到三次谐波中的鞍形电流与普通的半波正弦电流相比，其有效值增加了2.22倍，平均值增加了1.65倍，这意味着，以相同的功率，相同的有效值工作状态下，注入三次谐波后的lclcl谐振变换器平均值将变为传统llc副边二极管电流平均值的74％。
进一步地，通过搭建样机平台进行硬件电路实验，实现如下指标：
(1)实现高降压比，宽输入范围的高效率变换。如图11所示，开关电容桥输出，如图12所示，开关电容lclcl输出，各指标符合要求。
(2)如图13所示，开关电容桥中的开关管均实现软开关。
(3)如图14所示，副边二极管实现三次谐波注入。
综上，本发明实施例提出的基于三次谐波的高降压比开关电容lclcl谐振变换器及参数设计方法，具有降低整流二极管电流损耗的能力；在相同负载有效电流下，可将平均电流降低为原来的74％；lclcl谐振变换器系统可以在原本高效率情况下再次提高效率；通过开关电容结构可以有效压缩输入后级谐振腔的电压范围，可以减小谐振磁性元件的体积，降低开关管电压应力；开关电容结构的电容充电特性与后级谐振腔的弱感性，可以减缓后级谐振腔的次级母线电压上升速度，并且lclcl谐振变换器系统增益具有零增益点，可以据此设计可以设计出色的软启动和过流保护方案。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。
尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。
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