基于新型Boost开关电容储能结构的耦合电感高增益DC/DC变换器的制作方法

本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种基于新型boost开关电容储能结构的耦合电感高增益dc/dc变换器。

背景技术：

开关电容变换器利用开关电容并联充电、串联放电的原理可实现高电压增益，相对于传统开关电源，其不含磁性元器件，因此可大幅度减小开关电源的体积，提高功率密度，并大幅度减轻emi问题。

传统的开关电容储能单元有boost型开关电容储能单元和buck-boost型开关电容储能单元。其利用储能电感对开关电容并联充电，再将开关电容串联对负载放电，可将boost、buck-boost型变换器的提升两倍或以上。因其储能单元的存在，利用电感对开关电容充电，可以控制通过控制电感的充电时间，以实现输出电压连续可调。但是，若要继续提高升压比，则需提高开关管占空比，使电感在导通期间储存更多的能量，然而过大的占空比会导致开关管导通损耗高、产生二极管反向恢复问题。在实现更高的电压增益时，依然需要叠加较多的开关电容单元，使用较多的开关管和二极管器件。

技术实现要素：

本发明旨在至少在一定程度上解决相关技术中的技术问题之一。

为此，本发明的目的在于提出一种基于新型boost开关电容储能结构的耦合电感高增益(switchedcapacitorandcoupledinductorhighgain,sccihg)dc/dc变换器，该变换器能够在使用较少器件的情况下，开关管低占空比运行即可获得期望的高增益输出电压。

为达到上述目的，本发明实施例提出了一种基于新型boost开关电容储能结构的耦合电感高增益dc/dc变换器，包括：输入电源vg、第一开关管s1、第二开关管s2、输出二极管d0、第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3、第四二极管d4、输出电容c0、第一开关电容c1、第二开关电容c2、第三开关电容c3、耦合电感器和负载r，其中，

所述第一开关管s1的源极与所述第一二极管d1的阴极连接，所述第一开关管s1的漏极与所述第二二极管d2的阴极连接，并将所述第一开关电容c1的两端分别与所述第一开关管s1的漏极和与其源极相连的第一二极管d1的阳极连接，构建成新型boost开关电容储能模块；

所述输入电源vg的正极与所述新型boost开关电容储能模块的第一二极管d1阳极之间连接所述耦合电感器的原边绕组，所述耦合电感器的原边绕组分别与所述第三开关电容c3、以及所述输出二极管d0与所述第四二极管d4的串联结构并联，所述新型boost开关电容储能模块与所述第二开关管s2、所述耦合电感器的副边绕组、所述第二开关电容c2和所述第三二极管d3的串联结构并联，所述输出电容c0与所述负载阻r并联，并分别连接所述输出二极管d0的阴极和所述第三二极管d3的阳极。

本发明实施例的一种基于新型boost开关电容储能结构的耦合电感高增益dc/dc变换器，能够在使用较少器件的情况下，开关管低占空比运行即可获得期望的高增益输出电压，即在提高开关电容变换器的电压增益的同时简化了变换器的结构；同时，在同等电压增益比的情况下，开关器件承受的电压应力更低；还具有很强的可扩展性，能够调节变压器匝比和boost储能单元结构以满足不同的电压增益比情况。

另外，根据本发明上述实施例的一种基于新型boost开关电容储能结构的耦合电感高增益dc/dc变换器还可以具有以下附加的技术特征：

进一步地，在本发明的一个实施例中，第一开关电容c1提升了储能电感储能时电压，从而提高各开关电容器电压。所述新型boost开关电容储能模块中，在所述第一开关管s1导通时，使所述新型boost开关电容储能模块中所有承受反向电压，所述第一开关电容c1的正极与所述输入电源vg的负端串联，为所述耦合电感器储能，在所述第一开关管s1关断时，所有二极管正偏，所述第一开关电容c1的负极与所述输入电源vg的负端串联，所述耦合电感器传递能量至开关电容器。

进一步地，在本发明的一个实施例中，当所述第一开关管s1和所述第二开关管s2导通时，所述输入电源vg串联所述第一开关电容c1对所述耦合电感器进行充电，同时，所述第一开关电容c1、所述第二开关电容c2、所述第三开关电容c3、所述输入电源vg和所述耦合电感器的副边绕组串联向所述负载r传递能量；当所述第一开关管s1和所述第二开关管s2关断时，储存在所述耦合电感器中的能量对所述第一开关电容c1、所述第二开关电容c2、所述第三开关电容c3并联进行充电。

进一步地，在本发明的一个实施例中，所述耦合电感器包括匝数比为np：ns的理想变压器、励磁电感lm和漏感llk。

进一步地，在本发明的一个实施例中，根据所述耦合电感器的副边绕组电流是否连续，将所述高增益dc/dc变换器分为电流连续模式ccm(constantcurrentmode，ccm)和电流断续模式dcm(discontinuouscurrentmode,dcm)，其中，在一个预设稳定周期内，当所述耦合电感器的副边绕组电流始终连续时，则所述高增益dc/dc变换器运行于所述电流连续模式ccm；当所述耦合电感器的副边绕组电流在所述第一开关管s1和所述第二开关管s2导通期间连续，关断期间断续时，则所述高增益dc/dc变换器运行于第一种电流断续模式dcm-i；当所述耦合电感器的副边绕组电流在所述第一开关管s1和所述第二开关管s2导通期间断续，关断期间连续时，则所述高增益dc/dc变换器运行于第二种电流断续模式dcm-ii。

进一步地，在本发明的一个实施例中，所述电流连续模式ccm时存在五种工作模态，具体为：

第一工作模态：在t0-t1时刻，所述第一开关管s1和所述第二开关管s2导通，所述第一二极管d1、所述第二二极管d2和所述第四二极管d4承受反向压降而截止，所述耦合电感器的副边绕组电流ins通过所述第撒二极管d3续流，其上的电压被所述第二开关电容c2钳位，所述耦合电感器的原边绕组的电压也保持为左负右正，励磁电流ilm继续线性下降；所述第一开关电容c1串联所述输入电源vg和励磁电感lm给漏感llk储能，漏感电流ilk迅速上升，此时，所述漏感电流ilk小于所述励磁电流ilm，所述耦合电感器的原边绕组电流inp仍从同名端流出，当所述励磁电流ilm与所述漏感电流ilk相等时，模态结束；

第二工作模态：在t1-t2，t2-t3时刻，所述第三二极管d3截止，所述输出二极管d0导通，所述耦合电感器的副边绕组电流ins反向，所述第一开关管s1和所述第二开关管s2导通关断期间，输出电容持续为负载供电，其上电压值偏低，所述耦合电感器的副边绕组上电压也随之偏低，所述漏感llk电压较高，所述漏感电流illk上升；所述输入电源vg串联所述第一开关电容c1给所述励磁电感lm和所述漏感llk储能，所述励磁电流ilm线性上升；所述耦合电感器的副边绕组ns感应出上正下负的电压，其串联所述输入电源vg和所述第一开关电容c1、所述第二开关电容c2、所述第三开关电容c3通过所述输出二极管d0向所述输出电容co和负载r供电；所述耦合电感器的副边绕组电流ins从同名端流出，通过磁感应耦合折射到原边绕组，所述耦合电感器的原边绕组电流inp从同名端流入，漏感电流为激磁电感电流ilm与原边电流inp之和，且大于所述励磁电感ilm电流；

第三工作模态：在t3-t4时刻，所述第一开关管s1和所述第二开关管s2关断，所述第一二极管d1和所述第二二极管d2正向导通；所述耦合电感器的副边绕组电流ins通过所述第一二极管d1和所述第二二极管d2续流，所述输出二极管d0仍然导通，所述耦合电感器的副边绕组电压被所述输出电容c0钳位，耦合到所述耦合电感器的原边绕组，所述励磁电流ilm继续线性上升且斜率增大，所述漏感llk承受反向电压，所述漏感电流ilk线性下降，此时，所述漏感电流ilk大于所述励磁电流ilm电流，所述原边电流inp仍从同名端流入，直至所述漏感电流ilk与所述励磁电流ilm相等，模态结束；

第四工作模态：在t4-t5时刻，所述输出二极管d0关断，所述第三二极管d3正向导通，所述耦合电感器的副边绕组电流ins反向，所述耦合电感器的副边绕组感应出下正上负的电压，所述耦合电感器的副边绕组电压比稳态时偏小，所述漏感llk上电压偏大，所述漏感电流ilk快速下降，直至所述第四二极管d4导通，模态结束；

第五工作模态：在t5-t6时刻，所述第四二极管d4导通，所述励磁电感lm和所述漏感llk通过所述给所述第三开关电容c3充电；串联所述输入电源vg通过所述第一二极管d1和所述第二二极管d2给所述第一开关电容c1充电；再串联所述输入电源vg和所述耦合电感器的副边绕组ns通过所述第二二极管d2、所述第三二极管d3给所述第二开关电容c2充电；所述耦合电感器的副边绕组ns电压被所述第一开关电容c1、所述第二开关电容c2钳位，所述励磁电流ilm线性下降，所述原边电流inp从同名端流出，所述漏感电流ilk小于所述励磁电感电流ilm。

进一步地，在本发明的一个实施例中，所述第一种电流断续模式dcm-i存在五种工作模态，具体为：第一工作模态：在t0-t2时刻，与所述电流连续模式ccm的第二种工作模态相同；第二工作模态：在t2-t3时刻，与所述电流连续模式ccm的第三种工作模态相同；第三工作模态：在t3-t4时刻，与所述电流连续模式ccm的第四种工作模态相同；第四工作模态：在t4-t5时刻，与所述电流连续模式ccm的第五种工作模态相同；第五工作模态：在t5-t6时刻，当漏感电流ilk下降至与励磁电流ilm相等时，所述耦合电感器的副边绕组电流ins下降为零，所述第三二极管d3实现zcs关断，此时，所述第一开关管s1和所述第二开关管s2未导通，所述耦合电感器的副边绕组电流ins无法反向，所述耦合电感器的耦合部分不参与工作；所述耦合电感器的励磁部分和漏感通过为开关电容充电；再串联所述输入电源vg的电压通过所述第一二极管d1、所述第二二极管d2给所述第一开关电容c1充电。

进一步地，在本发明的一个实施例中，所述第二种电流断续模式dcm-ii存在五种工作模态，具体为：第一工作模态：在t0-t1时刻，与所述电流连续模式ccm的第一种工作模态相同；第二工作模态：在t1-t3时刻，与所述电流连续模式ccm的第二种工作模态相同；第三工作模态：在t3-t4时刻，当漏感电流ilk下降至与励磁电流ilm相等时，所述耦合电感器的副边绕组电流ins下降为零，所述输出二极管d0实现zcs关断，此时，所述第一开关电容c1串联所述输入电源vg给励磁电感lmllk和漏感储能，励磁电感电流ilm与漏感电流ilk相等，且线性上升；第四工作模态：在t4-t5时刻，在t3-t4时刻，与所述电流连续模式ccm的第四种工作模态相同；第五工作模态：在t5～t6时刻，与所述电流连续模式ccm的第五种工作模态相同。

本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1是本发明一个实施例的基于新型boost开关电容储能结构的耦合电感高增益dc/dc变换器的拓扑结构图；

图2是本发明一个实施例的新型开关电容储能模块的拓扑结构；

图3是本发明一个实施例的基于多倍boost开关电容储能单元的dc/dc变换器的开关管导通状态和关断状态示意图，其中，(a)为开关管导通状态，(b)为开关管关断状态；

图4是本发明一个实施例的基于新型boost开关电容储能结构的耦合电感高增益dc/dc变换器在电流连续模式ccm下的主要波形变化图；

图5是本发明一个实施例的基于新型boost开关电容储能结构的耦合电感高增益dc/dc变换器在电流连续模式ccm下模态6电流环路示意图，其中，(a)为t0-t1时刻的电流流向图，(b)为t2-t3时刻的电流流向图，(c)为t3-t4时刻的电流流向图，(d)为t4-t5时刻的电流流向图，(e)为t5-t6时刻的电流流向图；

图6是本发明一个实施例的基于新型boost开关电容储能结构的耦合电感高增益dc/dc变换器在第一种电流断续模式dcm-i下的主要波形变化图；

图7是本发明一个实施例的基于新型boost开关电容储能结构的耦合电感高增益dc/dc变换器在第一种电流断续模式dcm-i下模态5电流环路示意图；

图8是本发明一个实施例的基于新型boost开关电容储能结构的耦合电感高增益dc/dc变换器在第二种电流断续模式dcm-ii下的主要波形变化图；

图9是本发明一个实施例的基于新型boost开关电容储能结构的耦合电感高增益dc/dc变换器在第二种电流断续模式dcm-ii下模态3电流环路示意图；

图10是本发明一个实施例的基于新型boost开关电容储能结构的耦合电感高增益dc/dc变换器开环输入输出电压电流实验波形变化图；

图11是在电流连续模式ccm下，基于新型boost开关电容储能结构的耦合电感高增益dc/dc变换器的耦合电感原副边电压电流实验波形变化图，其中，(a)为耦合电感器的原、副边电流波形变化图，(b)为耦合电感器的原、副边电压波形变化图；

图12是在电流连续模式ccm下，基于新型boost开关电容储能结构的耦合电感高增益dc/dc变换器主要电压电流实验波形变化图，其中，(a)为耦合电感器的原、副边电流波形变化图，(b)为耦合电感器的原、副边电压波形变化图；

图13是在电流连续模式ccm下，基于新型boost开关电容储能结构的耦合电感高增益dc/dc变换器二极管电压实验波形变化图，其中，(a)为驱动信号和d1、d2、d3电压波形变化图，(b)为驱动信号和d4、do电压实验波形变化图；

图14是第一种电流断续模式dcm-i下，基于新型boost开关电容储能结构的耦合电感高增益dc/dc变换器主要实验波形变化图，其中，(a)为耦合电感器的原、副边电流波形变化图，(b)为d3电压电流及放大波形变化图；

图15第二种电流断续模式dcm-ii下，基于新型boost开关电容储能结构的耦合电感高增益dc/dc变换器主要实验波形变化图，其中，(a)为耦合电感器的原、副边电流波形变化图，(b)为do电压电流及放大波形变化图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

下面参照附图描述根据本发明实施例提出的基于新型boost开关电容储能结构的耦合电感高增益dc/dc变换器。

图1是本发明一个实施例的基于新型boost开关电容储能结构的耦合电感高增益dc/dc变换器的拓扑结构图。

如图1所示，该装置10包括：输入电源vg、第一开关管s1、第二开关管s2、输出二极管d0、第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3、第四二极管d4、输出电容c0、第一开关电容c1、第二开关电容c2、第三开关电容c3、耦合电感器和负载r。

其中，第一开关管s1的源极与第一二极管d1的阴极连接，第一开关管s1的漏极与第二二极管d2的阴极连接，并将第一开关电容c1的两端分别与第一开关管s1的漏极和与其源极相连的第一二极管d1的阳极连接，构建成新型boost开关电容储能模块。

第一开关电容c1提升了储能电感储能时电压，从而提高各开关电容器电压。在新型boost开关电容储能模块中，当第一开关管s1导通时，使新型boost开关电容储能模块中所有二极管承受反向电压，第一开关电容c1的正极与输入电源vg的负端串联，为耦合电感器储能；当第一开关管s1关断时，所有二极管正偏，第一开关电容c1的负极与输入电源vg的负端串联，耦合电感器传递能量至开关电容器。

具体地，如图2所示，本发明提出的新型boost开关电容储能模块，使其在电感储能阶段，增加电感的充电电压，从而在放电阶段为开关电容提供的能量增加，最终使得升压比大幅度提高。在开关管导通期间，输入电源vg的电压与开关电容串联为电感提供充电电压；在开关管关断期间，各开关电容并联，输入电源vg与电感串联为各电容充电。

进一步地，如图3所示，以最简单的新型boost储能模块的开关电容变换器结构为例，通过简化分析可以看出其升压比能够得到较大程度的提升。在不考虑其暂态过程下，其运行模态能够简化为开关管导通和开关管关断两个主要模态。

为了满足光伏发电时高升压需求，本发明在提出多倍boost开关电容储能单元基础上，结合耦合电感，其中，耦合电感器包括匝数比为np：ns的理想变压器、励磁电感lm和漏感llk，提出新型基于多倍boost储能结构的耦合电感开关电容高升压dc/dc变换器。

具体地，本发明提出的高增益dc/dc变换器的具体连接关系为：输入电源vg的正极与新型boost开关电容储能模块的第一二极管d1阳极之间连接耦合电感器的原边绕组，耦合电感器的原边绕组分别与第三开关电容c3、以及输出二极管d0与第四二极管d4的串联结构并联，新型boost开关电容储能模块与第二开关管s2、耦合电感器的副边绕组、第二开关电容c2和第三二极管d3的串联结构并联，输出电容c0与负载r并联，并分别连接输出二极管d0的阴极和第三二极管d3的阳极。

在本发明提出的高增益dc/dc变换器中，当输入电压为25～40v，开关管s1，s2同时导通关断。当第一开关管s1和第二开关管s2导通时，输入电源vg串联第一开关电容c1对耦合电感器进行充电，同时，第一开关电容c1、第二开关电容c2、第三开关电容c3、输入电源vg和耦合电感器的副边绕组串联向负载r传递能量，从而大幅度提升输出电压；当第一开关管s1和第二开关管s2关断时，储存在耦合电感器中的能量对第一开关电容c1、第二开关电容c2、第三开关电容c3并联进行充电，大幅度提高各开关电容上的电压。

进一步地，本发明提出的高增益dc/dc变换器，按照耦合电感副边电流是否连续，能够分为电流连续模式ccm和电流断续模式dcm。在一个稳定周期内，当耦合电感器的副边绕组电流始终连续时，则高增益dc/dc变换器运行于电流连续模式ccm；当耦合电感器的副边绕组电流在第一开关管s1和第二开关管s2导通期间连续，关断期间断续时，则高增益dc/dc变换器运行于第一种电流断续模式dcm-i；当耦合电感器的副边绕组电流在第一开关管s1和第二开关管s2导通期间断续，关断期间连续时，则高增益dc/dc变换器运行于第二种电流断续模式dcm-ii。其中，第一种电流断续模式dcm-i能够实现第三二极管d3零电流关断，第二种电流断续模式dcm-ii能够实现输出二极管d0零电流关断。

为了简化电路分析，本发明可做如下假设：

(1)所有开关器件是理想的，忽略其寄生二极管和电容；

(2)所有功率器件都是理想的，忽略导通电阻和正向导通电压；

(3)耦合电感器的匝数比1：ns定义为np：ns，耦合系数k等于lm/(lm+lk)。

如图4所示，给出电流连续模式ccm下，所提出新型基于boost开关电容储能单元和耦合电感的高增益dc/dc变换器的包含暂态的主要波形。其中，vgs是开关s1和s2的驱动信号，ilk是耦合电感器的原边绕组漏感电流波形，ins是耦合电感的副边绕组电流波形，ilm是耦合电感器的原边绕组励磁电感电流波形，vs1、vs1分别为第一开关管s1、第二开关管s2的漏源极电压波形，vd1、vd2、vd3、vd4分别为第一二极管d1、第恶热二极管d2、第三二极管d3、第四二极管d4上的反向电压波形。在一个开关周期内，可以分为六个开关模态，每种模态的等效电路如图5所示。

具体地，如图5(a)所示，第一工作模态：在[t0，t1]时刻，第一开关管s1和第二开关管s2导通，第一二极管d1、第二二极管d2和第四二极管d4承受反向压降而截止。耦合电感器的副边绕组电流ins通过第撒二极管d3续流，其上的电压被第二开关电容c2钳位，耦合电感器的原边绕组的电压也保持为左负右正，励磁电流ilm继续线性下降；第一开关电容c1串联输入电源vg和励磁电感lm给漏感llk储能，因此，漏感llk上承受很大的左正右负的电压，其漏感电流ilk迅速上升，此时，励磁电流ilm小于漏感电流ilk，耦合电感器的原边绕组电流inp仍从同名端流出，当励磁电流ilm与漏感电流ilk相等时，该模态结束。

如图5(b)所示，第二工作模态：在[t1，t2]，[t2，t3]时刻，第三二极管d3截止，输出二极管d0导通，耦合电感器的副边绕组电流ins反向。由于第一开关管s1和第二开关管s2导通关断期间，输出电容持续为负载供电，其上电压值偏低，耦合电感器的副边绕组上电压也随之偏低，漏感llk电压较高，漏感电流illk上升，其时间段很短，此后illk上升速度变缓。输入电源vg串联第一开关电容c1给励磁电感lm和漏感llk储能，励磁电流ilm线性上升；同时，耦合电感器的副边绕组ns感应出上正下负的电压，其串联输入电源vg和第一开关电容c1、第二开关电容c2、第三开关电容c3通过输出二极管d0向输出电容co和负载r供电；耦合电感器的副边绕组电流ins从同名端流出，通过磁感应耦合折射到原边绕组，耦合电感器的原边绕组电流inp从同名端流入，漏感电流为激磁电感电流ilm与原边电流inp之和，故该时间段内且大于励磁电感ilm电流。

如图5(c)所示，第三工作模态：在[t3，t4]时刻，第一开关管s1和第二开关管s2关断，第一二极管d1和第二二极管d2正向导通；耦合电感器的副边绕组电流ins通过第一二极管d1和第二二极管d2续流，输出二极管d0仍然导通，耦合电感器的副边绕组电压被输出电容c0钳位，耦合到耦合电感器的原边绕组，励磁电流ilm继续线性上升且斜率增大，漏感llk承受反向电压，漏感电流ilk线性下降，由此流过副边绕组的电流ins快速下降。此时，由于漏感电流ilk大于励磁电流ilm电流，故原边电流inp仍从同名端流入，直至漏感电流ilk与励磁电流ilm相等，模态结束。

如图5(d)所示，第四工作模态：在[t4，t5]时刻，输出二极管d0关断，第三二极管d3正向导通，耦合电感器的副边绕组电流ins反向。耦合电感器的副边绕组感应出下正上负的电压，由于在第二工作模态，第一开关电容c1充电，第二开关电容c2放电，耦合电感器的副边绕组电压比稳态时偏小，漏感llk上电压偏大，漏感电流ilk快速下降，直至第四二极管d4导通，此时模态存在时间很短。

如图5(e)所示，第五工作模态：在[t5，t6]时刻，第四二极管d4导通，励磁电感lm和漏感llk通过给第三开关电容c3充电；串联输入电源vg通过第一二极管d1和第二二极管d2给第一开关电容c1充电；再串联输入电源vg和耦合电感器的副边绕组ns通过第二二极管d2、第三二极管d3给第二开关电容c2充电。耦合电感器的副边绕组ns电压被第一开关电容c1、第二开关电容c2钳位，励磁电流ilm线性下降，原边电流inp从同名端流出，漏感电流ilk小于励磁电感电流ilm。

进一步地，当减小本发明提出的新型基于boost开关电容储能单元和耦合电感的高增益dc/dc变换器的电感值，其能运行于第一种电流断续模式dcm-ⅰ，耦合电感器的副边绕组电流在开关导通时连续，关断时断续，使第三二极管d3实现zcs关断。

如图6所示，第一种电流断续模式dcm-i存在五种工作模态，具体为：

第一工作模态：在[t0，t2]时刻，与电流连续模式ccm的第二种工作模态相同；

第二工作模态：在[t2，t3]时刻，与电流连续模式ccm的第三种工作模态相同；

第三工作模态：在[t3，t4]时刻，与电流连续模式ccm的第四种工作模态相同；

第四工作模态：在[t4，t5]时刻，与电流连续模式ccm的第五种工作模态相同；

第五工作模态：如图7所示，在[t5，t6]时刻，当漏感电流ilk下降至与励磁电流ilm相等时，耦合电感器的副边绕组电流ins下降为零，第三二极管d3实现zcs关断，此时，第一开关管s1和第二开关管s2未导通，耦合电感器的副边绕组电流ins无法反向，耦合电感器的耦合部分不参与工作；耦合电感器的励磁部分和漏感通过为开关电容充电；再串联输入电源vg的电压通过第一二极管d1、第二二极管d2给第一开关电容c1充电。该模态上，励磁电流ilm等于漏感电流ilk且线性下降，副边绕组ins电流始终为零。

进一步地，当本发明提出的新型基于boost开关电容储能单元和耦合电感的高增益dc/dc变换器负载较轻时，其能运行于第二种电流断续模式dcm-ii，耦合电感副边电流在开关关断时连续，导通时断续，能够使输出输出二极管d0实现zcs关断。

如图8所示，第二种电流断续模式dcm-ii存在五种工作模态，具体为：

第一工作模态：在[t0，t1]时刻，与电流连续模式ccm的第一种工作模态相同；

第二工作模态：在[t1，t3]时刻，与电流连续模式ccm的第二种工作模态相同；

第三工作模态：如图9所示，在[t3，t4]时刻，当漏感电流ilk下降至与励磁电流ilm相等时，耦合电感器的副边绕组电流ins下降为零，输出二极管d0实现zcs关断，此时，第一开关电容c1串联输入电源vg给励磁电感lmllk和漏感储能，励磁电感电流ilm与漏感电流ilk相等，且线性上升；

第四工作模态：在[t4，t5]时刻，在t3～t4时刻，与电流连续模式ccm的第四种工作模态相同；

第五工作模态：在[t5，t6]时刻，与电流连续模式ccm的第五种工作模态相同。

在理想情况下，为了简化电压增益的推导，忽略耦合电感漏感、寄生电容的影响和暂态的影响。在第一开关管s1、第二开关管s2的导通和关断状态下，励磁电感lm的电压能够用公式(1)和公式(2)表示：

式中，分别为励磁绕组原边在开关管导通、关断时承受电压，vg为电源电压，为第一开关电容器上电压。

励磁电感lm在一个稳定周期内满足伏秒平衡定理，如公式(3)所示：

联立公式(1)至公式(3)，第一开关电容c1两端的电压可以表示为：

式中，d为占空比，t为一个周期时间。

在开关关断期间，原边绕组np和副边绕组ns串联输入电压源vg为c2提供能量，可以得到原副边绕组电压：

式中，分别为励磁绕组原副边在开关管关断时承受电压，为第二开关电容器上电压。

同样，第三开关电容c3上的电压能够表示为：

式中，为第三开关电容器上电压。

在开关开通期间，耦合绕组副边电感串联电源vg和第一开关电容c1、第二开关电容c2、第三开关电容c3和向负载r供电，可以得到输出电压如下：

式中，vo为该变换器输出电压。

将公式(4)、公式(7)和公式(8)带入公式(9)，得到输出电压增益m为

式中，m为电压增益，n为变压器匝比。

下面搭建一台样机验证本发明提出的基于多倍boost储能结构的耦合电感和开关电容高增益dc/dc变换器进行验证。

首先，样机指标如下：

(1)输入电压：25-40vdc；

(2)输出电压：400vdc；

(3)输出功率：额定功率200w；

(4)工作频率：100khz；

(5)效率：不低于90％；

接下来，对电流连续模式ccm进行验证：

如图10所示，为输出电压电流以及驱动信号实验波形，可见在输入电压为25v的时候输出电压达到380v，电压增益为15.2，输出电流约为0.523a。在占空比为0.35的时候，输出功率为200w，且输出电压纹波较小，满足设计指标要求。

如图11所示，给出了第一开关管s1、第二开关管s2驱动信号和耦合电感器的原副边电流电压的实验波形。当第一开关管s1、第二开关管s2导通时，输入电源vg串联第一开关电容c1对耦合电感器进行充电，同名端电压为正，原副边电压为输入电源vg与第一开关电容c1电压之和，原边绕组电流线性上升。同时，耦合电感器的副边绕组串联输入电源vg、第一开关电容c1、第二开关电容c2、第三开关电容c3对输出电容c0和负载r供电。第一开关管s1、第二开关管s2关断时，耦合电感器的原边电流达到最大值。当第一开关管s1、第二开关管s2关断后，耦合电感器的原副边电压为第一开关电容c1电压与输入电源电压vg之差，同名端电压为负，对各开关电容进行充电。

如图12所示，分别给出了驱动信号和开关管漏源极电压和第一开关电容c1、第二开关电容c2、第三开关电容c3的电压波形。当第一开关管s1、第二开关管s2导通时，第一开关电容c1、第二开关电容c2、第三开关电容c3串联向负载r提供能量，电压下降。当第一开关管s1、第二开关管s2关断时，第一开关管s1和第二开关管s2的电压应力均在80v左右，远低于输出电压，耦合电感器的原副边为第一开关电容c1、第二开关电容c2、第三开关电容c3储能，其电压上升，且纹波满足设计指标。

如图13所示，分别为第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3、第四二极管d4和输出二极管d0的电压实验波形。在额定占空比为0.35的情况下，第一二极管d1和第二二极管d2的电压应力为76v，远低于输出电压，第三二极管d3、第四二极管d4和输出二极管d0的电压应力为154v、224v和300v与稳态分析中的理论计算一致。

接下来，对第一种电流断续模式dcm-i进行验证：

当基于多倍boost储能结构的耦合电感和开关电容高增益dc/dc变换器运行于dcm-i时，耦合电感器的副边电流在开关导通时连续，关断时断续，使第三二极管d3实现zcs关断。如图14所示，给出了在dcm-i下，所提出基于多倍boost储能结构的耦合电感和开关电容高增益dc/dc变换器的耦合电感器的原副边电流实验波形和二极管d3电压电流实验波形。由图14(a)可以看出，在开关关断时，耦合电感器为开关电容充电结束，副边绕组电流减小到零直至开关再次导通。由图14(b)，第三二极管d3电流自然下降为零关断，实现了零电流关断。

接下来，对第一种电流断续模式dcm-ii进行验证：

当基于多倍boost储能结构的耦合电感和开关电容高增益dc/dc变换器运行于dcm-ii时，耦合电感器的副边电流在开关关断时连续，导通时断续，能够使输出输出二极管d0实现zcs关断。如图15所示，给出了在dcm-ii下，所提出基于多倍boost储能结构的耦合电感和开关电容高增益dc/dc变换器的耦合电感器的原、副边电流实验波形和输出二极管do电压电流实验波形。由图13(a)可以看出，在开关导通时，耦合电感副边绕组串联输入电源vg、第一开关电容c1、第二开关电容c2、第三开关电容c3对输出电容co和负载r供电，由于负载r较轻，副边电流在开关导通期间下降为零，直至开关关断后反向。由图15(b)可知，在开关导通期间输出二极管d0电流自然下降为零后关断，实现了零电流关断。

综上，本发明实施例提出的基于新型boost开关电容储能结构的耦合电感高增益dc/dc变换器，能够在使用较少器件的情况下，开关管低占空比运行即可获得期望的高增益输出电压，即在提高开关电容变换器的电压增益的同时简化了变换器的结构；同时，在同等电压增益比的情况下，开关器件承受的电压应力更低；还具有很强的可扩展性，能够调节变压器匝比和boost储能单元结构以满足不同的电压增益比情况。

此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。

尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。