用于开关变换器的控制电路的制作方法

本发明涉及一种电力电子技术，更具体地说，涉及一种用于开关变换器的控制电路。

背景技术：

在降压变换器的控制方案中，基于固定导通时间(cot)纹波控制的方案由于具有较小的轻载输出纹波以及优越的动态性能近年来成为了大电流降压变换器首选的控制方案。图1是现有的基于固定导通时间纹波控制的控制方案示意图，以功率级电路采用降压拓扑(buck)为例来说明。图中仅示出了主功率管hs和整流管ls，未示出功率级电路的电感和电容。在这种控制方案中，比较器cmp1的反相输入端为模拟电感电流的纹波信号vrip叠加至第一反馈信号vfb上产生第二反馈信号vfb1，比较器cmp1的同相输入端是第一参考信号vref与校正信号vcorr的叠加而产生的第二参考信号vref1。当第二反馈信号vfb1小于第二参考信号vref1时，比较器cmp1翻转置高，进而控制rs触发器产生置位信号set以控制主功率管hs开通，随后持续一固定的导通时间后关断，然后整流管ls开通直至下一次比较器cmp1再次翻转置高，如此循环最终达到稳态。

如果不加入校正电路，而是直接将第一参考信号vref与第二反馈信号vfb1比较，由于纹波信号vrip的存在，第一反馈信号vfb和第一参考信号vref相差一个直流偏置电压。在现有的控制方案中，为了消除纹波信号vrip的注入引起的直流偏置电压，在第一参考信号vref上会叠加一校正信号vcorr。校正信号vcorr是由校正电路根据第一反馈信号vfb和第一参考信号vref的误差调节产生，并叠加到第一参考信号vref上进而消除这种偏差。由于叠加的纹波信号vrip是不存在直流量的交流纹波信号，所以在消除稳态误差之后，校正信号vcorr应该小于0，且等于纹波信号vrip峰峰值的1/2。

在这种控制中，实际上存在两个电压环，电压内环用于快速对负载动态跳变做出反应，电压外环用于稳态运行时消除稳态误差。从环路上看，电压内环调节快，而电压外环调节慢。较慢的电压外环对于快速的动态性能是不利的。当重载向空载跳变时，输出电压vout冲高，第一反馈信号vfb始终高于第一参考信号vref，使得校正信号vcorr往负的方向移动。若此时由空载到重载跳变，由于负载跳变瞬间校正信号vcorr还在一个比较低的位置，而且其环路较慢，在短时间内不可能恢复到较高的位置上，那么输出电压vout将会跌落更多的电压。综上所述，校正信号vcorr的引入对动态性能造成了不利的影响。

此外，在同样的输出电压下叠加到第一反馈信号vfb的纹波信号vrip峰峰值随着占空比的减小而增加，所以校正电路电压的钳位值往往会根据最大的纹波信号峰峰值而设计。一旦钳位值过裕量设计，势必影响上述跳载时的环路响应速度。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明提供了一种控制电路及控制方法，以解决现有的负载跳变时输出电压稳定性不高的问题。

根据本发明实施例的第一方面，提出了一种控制电路，用以控制开关变换器，包括：

纹波控制电路，包括：

纹波信号产生电路，用于产生与所述电感电流同步变化的第一纹波信号；以及

比较电路，被配置为接收表征所述开关变换器的输出电压的第一反馈信号、所述第一纹波信号以及表征所述开关变换器的期望的输出电压的参考信号，并且当所述第一反馈信号与所述第一纹波信号的和小于所述参考信号时生成控制所述开关变换器的主功率管开通的信号，

其中，所述第一纹波信号的谷值不随占空比或所述输出电压变化，并且所述第一纹波信号不小于零。

进一步地，所述第一纹波信号的谷值等于零。

进一步地，所述第一纹波信号的峰峰值与所述输出电压和(1-d)的乘积成正比，其中d为所述开关变换器的占空比。

进一步地，所述控制电路还包括固定导通时间产生电路，其包括：

基准电压产生电路，用于根据所述主功率管的开关状态产生与所述输出电压成正比的基准电压；

斜坡信号产生电路，用于根据所述主功率管的开关状态产生斜坡信号；以及

比较器，用以通过比较所述基准电压和所述斜坡信号以生成控制所述开关变换器的主功率管关断的信号。

进一步地，所述基准电压产生电路被配置为产生第一三角波电压，并经过滤波后产生所述基准电压，其中所述第一三角波电压的平均值为所述基准电压，且所述第一三角波电压的峰峰值与所述输出电压和(1-d)的乘积成正比，其中d为所述开关变换器的占空比。

进一步地，所述纹波信号产生电路包括：

补偿电压产生电路，被配置为利用所述基准电压来产生与所述基准电压和(1-d)的乘积成正比的第一补偿电压，其中d为所述开关变换器的占空比。

进一步地，所述第一补偿电压为所述第一纹波信号的峰峰值的1/2。

进一步地，所述第一补偿电压与所述基准电压和(1-d)的乘积的比例系数由所述固定时间产生电路中相应的元件参数来决定。

进一步地，所述纹波信号产生电路还包括：

叠加电路，被配置为将所述第一补偿电压与纹波信号叠加以获得所述第一纹波信号，其中所述纹波信号与所述第一三角波电压和所述基准电压的差值成正比。

进一步地，所述补偿电压产生电路包括：

第一受控电流源，受所述基准电压控制产生与所述基准电压成比例的电流；

第一开关，串联连接在所述第一受控电流源和第一电阻之间，并且与所述主功率管的开关状态相反；

第一滤波电路，用于对所述第一电阻上的电压进行滤波，以产生所述第一补偿电压。

进一步地，所述第一受控电流源产生的电流与所述基准电压的比例系数由所述固定时间产生电路中相应的元件参数决定。

进一步地，所述纹波信号产生电路包括：

三角波产生电路，被配置为产生第二三角波电压，其中所述第二三角波电压的平均值为所述基准电压，所述第二三角波电压的峰峰值与所述基准电压和(1-d)的乘积成正比，其中d为所述开关变换器的占空比；以及

补偿电路，被配置为使得所述第二三角波电压抬升自身峰峰值的1/2以产生第三三角波电压。

进一步地，所述补偿电路被配置为利用所述基准电压使得所述第二三角波电压抬升第二补偿电压，其中所述第二补偿电压的平均值与所述基准电压和(1-d)的乘积成正比。

进一步地，所述三角波产生电路包括：

第二受控电流源；

第二开关，串联连接在所述第二受控电流源的输出端和第二滤波电路之间，且与所述主功率管的开关状态相同；以及

所述第二滤波电路，包括并联连接在所述第二开关和接地端之间的第二电阻和第一电容。

进一步地，所述补偿电路包括：

第三受控电流源，受所述基准电压控制产生与所述基准电压成比例的电流；以及

第三开关，连接在所述第三受控电流源的输出端和所述第一电容的第一端之间，并与所述主功率管的开关状态相反，其中在所述第一电容上产生所述第三三角波电压，其等于所述第二三角波电压与所述第二补偿电压的和。

进一步地，所述第三受控电流源产生的电流和所述基准电压的比例系数由所述固定时间产生电路中相应的元件参数决定。

进一步地，在所述开关变换器的各功率管均关断期间，所述基准电压以及所述第三三角波电压保持不变，并且所述第三三角波电压始终等于所述基准电压。

进一步地，所述基准电压和所述第三三角波电压之间经一电阻和第四开关串联连接，其中所述第四开关在所述开关变换器的各功率管均关断期间处于导通状态，以使得所述第三三角波电压等于所述基准电压。

进一步地，所述基准电压产生电路包括：

第五受控电流源；

第五开关，串联连接在所述第五受控电流源的输出端和第三滤波电路之间，且与所述主功率管的开关状态相同；

所述第三滤波电路，包括并联连接在所述第五开关和接地端之间的第三电阻和第二电容，以及串联连接在所述第五开关和所述接地端之间的第四电阻和第三电容，其中在所述第二电容上产生所述第二三角波电压，在所述第三电容上产生所述基准电压。

进一步地，所述基准电压产生电路还包括第六开关，串联连接在所述第三电阻和接地端之间，被配置为在所述开关变换器的各功率管均关断期间处于关断状态，否则处于导通状态。

进一步地，所述三角波产生电路还包括第七开关，串联连接在所述第二电阻和接地端之间，被配置为在所述开关变换器的各功率管均关断期间处于关断状态，否则处于导通状态。

进一步地，所述纹波信号产生电路包括：

均值电路，被配置为对所述开关变换器中电感的第一端进行采样和滤波，以得到均值电压；

三角波产生电路，被配置为获取平均值为所述均值电压的第四三角波电压，且所述第四三角波电压的峰峰值与所述输出电压和(1-d)的乘积成正比；以及

补偿电路，被配置为使得所述第四三角波电压抬升自身峰峰值的1/2以产生第五三角波电压。

进一步地，所述补偿电路被配置为使得所述第四三角波电压抬升第三补偿电压，其中所述第三补偿电压的平均值与所述输出电压和(1-d)的乘积成正比。

进一步地，所述均值电路包括：

采样电路，通过串联连接在所述电感的第一端和参考地之间的第五电阻和第六电阻，对所述电感的第一端的电压进行分压采样；以及

滤波电路，包括第四电容，与所述第六电阻并联，以及第七电阻和第五电容，串联连接在第四电容的第一端和参考地之间，以在所述第五电容上产生所述均值电压。

进一步地，所述三角波产生电路包括：

采样电路，通过串联连接在所述电感的第一端和参考地之间的第七电阻和第八电阻，对所述电感的第一端的电压进行分压采样，其中所述第七和第八电阻的阻值分别等于所述第五和第六电阻；以及

第六电容，与所述第八电阻并联，以在所述第六电容上产生所述第四三角波电压，其中所述第六电容的容值与所述第四电容相同。

进一步地，所述补偿电路包括：

受控电流源，受所述输出电压控制产生与所述输出电压成比例的电流；以及

开关，连接在所述受控电流源的输出端和所述第六电容的第一端之间，且与所述主功率管的开关状态相反，其中所述第六电容上的所述第五三角波电压为所述第四三角波电压与所述第三补偿电压的和。

进一步地，在所述开关变换器的各功率管均关断期间，所述第五三角波电压始终等于所述均值电压。

根据本发明实施例的第二方面，提出了一种控制电路，用以控制开关变换器，包括：

纹波控制电路，包括：

纹波信号产生电路，用于产生与所述电感电流同步变化的第一纹波信号；以及

比较电路，被配置为接收表征所述开关变换器的输出电压的第一反馈信号、所述第一纹波信号以及表征所述开关变换器的期望的输出电压的参考信号，并且当所述第一反馈信号与所述第一纹波信号的和大于所述参考信号时生成控制所述开关变换器的主功率管关断的信号，

其中，所述第一纹波信号的峰值不随占空比或所述输出电压变化，并且所述第一纹波信号不大于零。

进一步地，所述第一纹波信号的峰值等于零。

进一步地，所述第一纹波信号的峰峰值与所述输出电压和(1-d)的乘积成正比，其中d为所述开关变换器的占空比。

进一步地，所述纹波信号产生电路包括：

基准电压产生电路，被配置为产生第一三角波电压，并经过滤波后产生与所述输出电压成正比的基准电压，其中所述第一三角波电压的平均值为所述基准电压，且所述第一三角波电压的峰峰值与所述输出电压和(1-d)的乘积成正比，其中d为所述开关变换器的占空比。

进一步地，所述纹波信号产生电路还包括：

补偿电压产生电路，被配置为利用所述基准电压来产生与所述基准电压和(1-d)的乘积成正比的第一补偿电压，其中d为所述开关变换器的占空比；以及

运算电路，被配置为在纹波信号中减去所述第一补偿电压，其中所述纹波信号与所述第一三角波电压和所述基准电压的差值成正比。

进一步地，所述纹波信号产生电路还包括：

三角波产生电路，被配置为产生第二三角波电压，其中所述第二三角波电压的平均值为所述基准电压，所述第二三角波电压的峰峰值与所述基准电压和(1-d)的乘积成正比，其中d为所述开关变换器的占空比；以及

补偿电路，被配置为利用所述基准电压使得所述第二三角波电压减小第二补偿电压以产生第三三角波电压，其中所述第二补偿电压的平均值为所述第二三角波电压的峰峰值的1/2。

进一步地，所述纹波信号产生电路包括：

均值电路，被配置为对所述开关变换器中电感的第一端进行采样和滤波，以得到均值电压；

三角波产生电路，被配置为获取平均值为所述均值电压的第四三角波电压，且所述第四三角波电压的峰峰值与所述输出电压和(1-d)的乘积成正比；以及

补偿电路，被配置为使得所述第四三角波电压减小自身峰峰值的1/2以产生第五三角波电压。

进一步地，控制电路还包括固定关断时间产生电路，其包括：

第二基准电压产生电路，用于根据所述主功率管的开关状态产生第二基准电压；

斜坡信号产生电路，用于根据所述主功率管的开关状态产生斜坡信号；以及

比较器，用以通过比较所述第二基准电压和所述斜坡信号以生成控制所述开关变换器的主功率管开通的信号。

综上所述，本发明的用于开关变换器的控制电路，通过叠加补偿电压使得第一纹波信号的谷值与零值处于同一水平线，同时保证在dcm模式下功率管均关断期间，第一纹波信号维持于关断前的零值，从而当在控制电路中加入第一纹波信号进行控制时，可以实现在任何占空比下或任何输出电压下，反馈信号和参考信号都是相等的。同时，由于可以去除误差校正环，当输出负载跳变时，动态性能将会有较大改善。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1是现有的基于固定导通时间纹波控制的控制方案示意图；

图2是本发明实施例的控制电路的示意图；

图3是本发明实施例的纹波控制电路的工作波形图；

图4是本发明实施例中的固定导通时间产生电路的具体电路图；

图5是本发明实施例的第一种纹波信号产生电路的电路图；

图6是本发明实施例的第二种纹波信号产生电路的电路图；

图7是本发明实施例的应用于dcm模式下的纹波信号产生电路的电路图；

图8是给出了本发明实施例的纹波信号产生电路在dcm模式下的工作波形图；以及

图9是本发明实施例的第三种纹波信号产生电路的电路图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

图2为本发明实施例的控制电路的示意图。如图2所示，控制电路包括纹波控制电路21和固定导通时间产生电路22。其中，纹波控制电路21，接收表征所述开关变换器的输出电压vout的第一反馈信号vfb、第一纹波信号vripple以及表征所述开关变换器的期望的输出电压的参考信号vref，并且当第一反馈信号vfb与第一纹波信号vripple的和小于参考信号vref时生成控制开关变换器的主功率管关断的信号。其中，第一纹波信号vripple与电感电流同步变化，且第一纹波信号vripple的谷值不随占空比或输出电压变化，并且始终为零。

在本实施例中，以固定导通时间控制为例进行说明，应理解，固定关断时间控制的原理与其相似，相应地，当第一反馈信号vfb与第一纹波信号的和大于参考信号vref时生成控制开关变换器的主功率管导通的信号。其中第一纹波信号与电感电流同步变化，且第一纹波信号的峰值不随占空比或输出电压变化，并且始终为零。下面均以固定导通时间控制为例进行详细描述，本领域技术人员可以据此很容易地推导出固定关断时间控制的情况。

具体地，纹波控制电路21包括纹波信号产生电路211，用以生成第一纹波信号vripple，以及比较电路212。比较电路212包括比较器cmp1，比较器cmp1的同相输入端接收参考信号vref，反相输入端接收第一纹波信号vripple和第一反馈信号vfb叠加产生的第二反馈信号vneg，输出置位信号set，以控制开关变换器的主功率管开通。

固定导通时间产生电路22，用以通过比较一基准电压以及斜坡信号以生成复位信号rst，从而控制开关变换器的主功率管关断。

当然，控制电路还包括rs触发器，用于根据置位信号set和复位信号rst来产生驱动控制信号pwm和pwmb(其中pwmb与pwm的开关状态相反)，以及驱动电路(未示出)，根据驱动控制信号pwm和pwmb产生相应的驱动信号来控制开关变换器中各功率管的开关状态。

图3为本发明实施例的纹波控制电路的工作波形图。结合图2和图3来阐述本发明提出的控制策略。从图3中可以看出，现有技术中产生的纹波信号vrip是交流三角波，其平均值为零，并围绕平均值上下波动各1/2的峰峰值vpp。而第一纹波信号vripple相当于是纹波信号vrip向上抬升了第一补偿电压offset，其值为当前纹波信号vrip的峰峰值vpp的1/2得到的，从而第一纹波信号vripple始终跟随电感电流同步变化，且第一纹波信号vripple在零以上，并且第一纹波信号vripple的谷值不随占空比或输出电压变化，且始终为零。因此在不同的占空比d或输出电压下，当第一纹波信号vripple与第一反馈信号vfb叠加后生成的第二反馈信号vneg的谷值与第一反馈信号vfb处于同一水平线。当第二反馈信号vneg下降至小于参考信号vref时，置位信号set产生。因此，如图3中所示，叠加了第一纹波信号vripple的第二反馈信号vneg的谷值与参考信号vref也处于同一水平线。基于此，可以使得第一反馈信号vfb始终等于参考信号vref，无需额外增加校正电路。

下面具体阐述第一纹波信号产生的过程。当采取固定导通时间纹波控制的开关变换器在某一占空比d下的稳态运行时，叠加到第一反馈信号vfb的第一纹波信号vripple的峰峰值vpp是确定的，为了计算需要叠加的第一补偿电压offset的大小，现在推导纹波信号vrip的峰峰值vpp(也是第一纹波信号vripple的峰峰值)和输出电压vout以及占空比d之间的关系。

图4是本发明实施例中的固定导通时间产生电路的具体电路图。固定导通时间产生电路4中包括基准电压产生电路41，用于根据主功率管hs的开关状态产生与输出电压vout成正比的基准电压vf；斜坡信号产生电路42，用于根据主功率管hs的开关状态产生斜坡信号vramp；以及比较器43，用以通过比较基准电压vf和斜坡信号vramp以生成控制开关变换器的主功率管hs关断的复位信号rst。其中，基准电压产生电路41被配置为根据主功率管hs的开关状态产生第一三角波电压v1，并经过滤波后产生基准电压vf，其中第一三角波电压v1的平均值为基准电压vf。具体地，基准电压产生电路41包括受控电流源ccs1、开关k1和滤波电路。受控电流源ccs1受控于输入电压vin而输出与其成比例的电流iref，且iref＝kin×vin，kin为受控电流源的比例系数。开关k1受控于驱动控制信号pwm，与主功率管hs的开关状态相同。滤波电路被配置为两级rc滤波电路，第一级rc滤波电路由并联连接在开关k1和接地端之间的电阻r1和电容c1构成，其时间常数较小，因此电流iref在开关k1的控制下在电阻r1上形成第一三角波电压v1。第二级rc滤波电路包括串联连接的电阻r2以及电容c2，且第二级rc滤波电路的时间常数较大，其对电阻r1上的第一三角波电压v1进行滤波获取其平均值，从而产生基准电压vf。容易证明：

vf＝kin×vin×r1×d＝kin×r1×vout(1)

斜坡信号产生电路42包括受控电流源ccs2、电容csw和开关k2。受控电流源ccs2受控于输入电压vin输出与其成比例的电流iramp，其中iramp＝kin×vin。电容csw和开关k2并联连接在受控电流源ccs2的电流输出端和接地端之间。开关k2受控于驱动控制信号pwmb，与主功率管hs的开关状态相反。由此，在主功率管hs导通时，开关k1导通，开关k2关断。在主功率管hs关断时，开关k1关断，开关k2导通。在开关k2关断时，电流iramp给电容csw充电，使得电容csw上形成的斜坡信号vramp线性上升。在开关k2导通时，电容csw被短路而放电，使得斜坡信号vramp快速下降到零，并持续到下一次开关k2关断。斜坡信号vramp由此为具有斜坡形状的波形。同时，比较器43的同相输入端接收斜坡信号vramp，反相输入端接收基准电压vf，以在斜坡信号vramp大于基准电压vf时输出控制主功率管hs关断的复位信号rst。

应理解，图1中的纹波信号vrip可以借助于固定导通时间产生电路4中的基准电压产生电路41来产生。具体地，可以通过正比于电压v1和vf的差值来获得，即vrip＝k1*(v1-vf)，其中k1为比例系数。应理解，产生纹波信号vrip的电路有很多种实现方式，最简单是通过一个压控电压源即可实现，因此本发明实施例不对该电路实现作任何限制。

根据上述纹波信号vrip产生的过程以及公式(1)，可以得到纹波信号vrip的峰峰值vpp的1/2为：

其中tsw为开关变换器的开关周期。因此得到了纹波信号vrip的峰峰值vpp，也即第一纹波信号vripple的峰峰值vpp与输出电压vout和(1-d)的乘积成正比。想要使得第一补偿电压offset等于第一纹波信号vripple的峰峰值vpp的一半，那么第一补偿电压offset也需要与输出电压vout和(1-d)的乘积成正比。

因此，需要构建一个电路，使得纹波信号vrip抬升一个自适应的第一补偿电压offset，且其值时刻等于当前输出电压vout和占空比d下的纹波信号vrip峰峰值的1/2，才可以实现无校正电路的误差矫正环的设计。

为了便于电路设计，先对上式(2)作进一步简化。首先，开关周期tsw为：

tsw＝csw×r1(3)

将公式(1)和(3)代入公式(2)，可以得到：

也即，第一补偿电压offset为：

其中

至此，便可以根据得到的第一补偿电压offset的公式的特点，即利用原有电路中存在的基准电压vf，并构建与基准电压vf和(1-d)的乘积成正比的信号，且比例系数由固定时间产生电路4中相应的元件参数决定，从而经过精确的计算来获得第一补偿电压offset。

应理解，对于固定关断时间产生电路，电流源ccs1和电流源ccs2为产生相同电流的恒定电流源即可，无需受输入电压vin控制。并且，相应地，开关k1受驱动控制信号pwmb控制，开关k2受驱动信号pwm控制，比较器43输出控制主功率管关断的信号，其他均与图4中相同。由于固定关断时间产生电路中基准电压不与输出电压vout成比例，因此无法利用基准电压来产生上述第一补偿电压。

图5是本发明实施例的第一种纹波信号产生电路的电路图。如图5所示，纹波信号产生电路5包括补偿电压产生电路51和叠加电路52。在本实施例中，补偿电压产生电路51利用基准电压产生电路41所产生的基准电压vf来产生与基准电压vf和(1-d)的乘积成正比的第一补偿电压offset。并且，第一补偿电压offset与基准电压vf和(1-d)的乘积的比例系数由固定时间产生电路4中相应的元件参数决定。具体地，补偿电压产生电路51包括受控电流源ccs3、开关k3、电阻r1’和滤波电路。受控电流源ccs3受基准电压vf控制，且比例系数为kshift，也即受控电流源ccs3产生的电流ic3为kshift×vf。开关k3串联连接在受控电流源ccs3和电阻r1’之间，并受驱动控制信号pwmb控制，与主功率管hs的开关状态相反。滤波电路用于对电阻r1’上的电压进行滤波，其包括电阻r3和电容c3串联构成的时间常数较大的滤波电路，以在电容c3上得到第一补偿电压offset。根据电路的工作过程，可以推导出：

offset＝kshift×v2×(1-d)×r1’(6)

其中电阻r1’与基准电压产生电路41中电阻r1的阻值相同，即r1’＝r1，并且使得受控电流源ccs3的比例系统kshift＝csw/(2c1×r1)，即可获得与纹波信号vrip的峰峰值vpp的1/2相等的电压作为第一补偿电压offset。

叠加电路52被配置为将第一补偿电压offset叠加至纹波信号vrip上，其中纹波信号vrip与图4的基准电压产生电路41中的电压v1和vf的差值成正比(比例系数为k1)，即可得到第一纹波信号vripple，使得第一纹波信号vripple在任一时刻与纹波信号vrip相比抬升了1/2vpp，从而使得其谷值为零。在本实施例中，控制电路中的固定时间产生电路与图4中的固定时间产生电路4相同，且纹波信号产生电路复用基准电压产生电路。至此，当第一纹波信号vripple叠加到第一反馈信号vfb上而与参考信号vref作比较时，可以实现在任何占空比或输出电压下，第一反馈信号vfb始终等于参考信号vref，无需校正电路的存在。

应理解，若采用固定关断时间控制，如上所述，由于固定关断时间产生电路中的基准电压产生电路产生的基准电压不再与输出电压vout成正比，因此需要单独构建与图4中相同的基准电压产生电路，来产生纹波信号vrip，其包括一运算电路，用于将纹波信号vrip减去图5中产生的第一补偿电压offset，则可以得到峰值始终为零的第一纹波信号，从而与第一反馈信号vfb叠加。

图6是本发明实施例的第二种纹波信号产生电路的电路图。图5中由于滤波电路的时间常数较大，不利于负载跳变时的动态调节。因此，本发明实施例的第二种纹波信号产生电路对第一种纹波信号产生电路作了进一步改进。如图6所示，第二种纹波信号产生电路6包括三角波产生电路61，被配置为根据主功率管hs的开关状态产生第二三角波电压，其中第二三角波电压的平均值为基准电压vf，且第二三角波电压的峰峰值与基准电压vf和(1-d)的乘积成正比，也即第二三角波电压等于图4中的第一三角波电压；以及补偿电路62，其中补偿电路62用于在三角波产生电路61产生的第二三角波电压上叠加第二补偿电压，以将第二三角波电压抬升其峰峰值的1/2以产生第三三角波电压。

具体地，三角波产生电路61包括受控电流源ccs1’、开关k1’和滤波电路，串联连接在供电电压vcc和接地端之间。受控电流源ccs1’受控于输入电压vin输出与其成比例的电流iref’，且iref’＝kin×vin，kin为受控电流源ccs1’的比例系数。开关k1’串联连接在受控电流源ccs1’的输出端和滤波电路之间，并受驱动控制信号pwm控制，与主功率管hs的开关状态相同。滤波电路被配置为一级rc滤波电路，由并联连接在开关k1’和接地端之间的电阻r1’和电容c1’构成，其时间常数较小。假设不考虑补偿电路62，则三角波产生电路61相当于是图4中基准电压产生电路41除去第二级rc滤波的剩余部分，也即开关k1’与开关k1相同，电阻r1’与电阻r1相同，电容c1’与电容c1相同。而且，三角波产生电路61在电阻r1’上产生的电压为第二三角波电压v2，其围绕自身的平均值，也即基准电压vf(＝kin×r1×vout)而上下波动，且第二三角波电压v2的峰峰值为vpp，与上述相同。

补偿电路62被配置为利用基准电压vf使得第二三角波电压v2抬升第二补偿电压，其中第二补偿电压的平均值与基准电压vf和(1-d)的乘积成正比，具体地，第二补偿电压的平均值等于vpp/2，以及第二补偿电压的平均值等于第一补偿电压offset。具体地，补偿电路62包括串联连接在供电电压vcc和三角波产生电路61的输出端，也即电容c1’的第一端之间的受控电流源ccs4和开关k4。受控电流源ccs4受控于基准电压vf而输出与其成比例的电流ic4，且ic4＝kshift×vf，其中kshift为受控电流源ccs4的比例系数，且kshift＝csw/(2c1×r1)。开关k4受控于驱动控制信号pwmb，其与主功率管hs的开关状态相反。因此，在不考虑三角波产生电路61的情况下，补偿电路62在电容c1’上产生的第二补偿电压offset2也为一三角波电压，其平均值为kshift×vf×(1-d)×r1，等于第二三角波电压v2的峰峰值的一半，即vpp/2。该第二补偿电压offset2围绕其平均值上下波动。根据电路的叠加原理，当三角波产生电路61和补偿电路62共同作用时，最终电容c1’上产生的第三三角波电压v3＝v2+offset2，同时，第二补偿电压offset2的纹波仅对第二三角波电压v2的纹波的变化斜率产生较小的影响，在此可以忽略不计，因此当两者叠加时，相当于在第二三角波电压v2的基础上叠加了一个值等于kshift×v2×(1-d)×r1的第一补偿电压offset，从而使得第三三角波电压v3是在第二三角波电压v2的基础上抬升了第二三角波电压v2的峰峰值的1/2而形成的。此后，根据第三三角波电压v3与基准电压vf的差值得到第一纹波信号vripple。

综上所述，补偿电路62为三角波产生电路61提供额外的电流ic4，以将三角波产生电路61产生的第二三角波电压抬升其峰峰值的1/2。且由于本实施例中，滤波电路的时间常数较小，因此当负载变化时，第三三角波电压v3会立即随之变化，动态响应较快。

应理解，基准电压产生电路相当于被纹波信号产生电路和固定时间产生电路两者复用，以利用基准电压vf实现不同的功能。

上述实施例巧妙地利用控制电路中已有的电路中的某些参数，简单地构造出新的电路来获取新的参数，电路的实现变得非常简单。

应理解，若采用固定关断时间控制，同样，由于基准电压产生电路已经改变，因此无法利用基准电压来产生补偿电压。纹波信号产生电路需要额外包括一个图4所示的基准电压产生电路来产生基准电压，此外，由于在固定关断时间控制中，叠加在第一反馈信号上的第一纹波信号需要在减小自身峰峰值的1/2，使得其峰值始终为零。因此受控电流源ccs4产生的电流方向与图6中相反，且受控电流源ccs4由与vcc相连变为与参考地相连，以使得能够从电容c1’上抽流，从而使得第二三角波电压减小1/2vpp。其他电路与图6中相同，由于具体过程与上述相似，不再进行阐述。

此外，上述实施例均为功率级电路工作在电流连续模式(ccm)下的情况，当其工作在电流断续模式(dcm)时，第三三角波电压v3的谷值不低于基准电压vf，更容易实现dcm下的开关脉冲的均匀性，不至于出现连续多个开关脉冲。

图7为本发明实施例的应用于dcm模式下的纹波信号产生电路的电路图。与图6相比，不同的是，纹波信号产生电路7中的三角波产生电路71还包括开关s1，串联连接在电阻r1’和接地端之间，电容c1’的第一端(非接地端)还通过串联的开关s2和电阻r4连接到基准电压vf。为了满足在ccm和dcm下均正常工作，需要对图4中的基准电压产生电路也作出相应调整，如图7中的基准电压产生电路73。与图4中的基准电压产生电路41相比，基准电压产生电路73还包括开关s3，串联连接在电阻r1和接地端之间。其中开关s1和开关s3受切换信号ncl的反信号控制，开关s2受切换信号ncl控制。当功率级电路进入dcm模式工作，且各功率开关均处于关断状态时，切换信号ncl有效。在本实施例中，当buck电路的上下管均关断时切换信号ncl有效。也即当电路处于ccm模式时，开关s1和s3始终保持导通，不影响电路的工作，而开关s2断开，基准电压产生电路73和纹波信号产生电路7之间互不影响，此时基准电压产生电路与纹波信号产生电路均与图6和7相同。而当其进入dcm模式时，开关s1和s3在各功率开关均关断期间(即ncl有效时)受控关断，以使得基准电压vf和第三三角波电压v3维持于各功率开关均关断前一刻的值，而开关s2受控导通，以保证第三三角波电压v3在各功率开关均关断期间始终等于基准电压vf。

具体地，开关s1仅在功率级电路中各功率管均关断时断开，以避免电容c1’通过电阻r1’放电，从而使得电容c1’上的第三三角波电压v3能够在该期间维持于开关s1关断前一时刻的值。当其进入dcm模式时，开关s1在各功率开关均关断期间受控关断，在该瞬间，电容c1’上的第三三角波电压v3下降至最小值，由于第三三角波电压v3被抬升至其平均值以上，因此此时第三三角波电压v3等于其平均值(也即基准电压vf)，此后由于开关s1关断，第三三角波电压v3保持该值不变。

具体地，开关s3仅在功率级电路中各功率管均关断时断开，以避免电容c2通过电阻r1放电，从而使得电容c2上的基准电压vf能够在该期间维持不变。

此外，在功率级电路中各功率管均关断期间，开关s2导通，使得基准电压产生电路产生的基准电压vf通过电阻r4连接至纹波信号产生电路产生的第三三角波电压v3，从而确保在该期间，第三三角波电压v3始终等于基准电压vf。直至功率管再次导通，开关s2关断，第三三角波电压v3重新开始上升，电路正常工作。

图8给出了本发明实施例的纹波信号产生电路在dcm模式下的工作波形图。若采用现有技术中的纹波信号产生电路，则在dcm模式下，纹波信号vrip在断续期间会出现一段持续的负值，从而容易引起比较器cmp产生多个连续脉冲。而对于采用图7所示的纹波信号产生电路，如图8所示，在t1时刻，功率级电路中的功率管均关断，此时第三三角波电压v3下降至谷值，根据上面的描述，该谷值即为基准电压vf，此后开关s2导通，以保证第三三角波电压v3此后均维持于基准电压vf，直至t2时刻，主功率管导通，第三三角波电压v3重新上升。因此，第一纹波信号vripple(＝v3-vf)不会出现负值，当在第一反馈信号vfb上叠加了第一纹波信号vripple后，由此产生的第二反馈信号vneg始终在第一反馈信号vfb之上，因此当其与参考信号vref比较时，不会出现连续多个脉冲的情况，从而避免了输出纹波大的情况，且在dcm模式下，也始终可以满足参考信号vref等于第一反馈信号vfb。

图9给出了本发明实施例的第三种纹波信号产生电路的电路图。如图9所示，上述的实施例通过固定时间产生电路中的电信号模拟电感电流，应理解，也可以直接对主功率电路中电感第一端的电压进行采样滤波而获取电感电流纹波信号。在本实施例中，同样以buck电路为例进行说明。纹波信号产生电路包括均值电路91、三角波产生电路92和补偿电路93。均值电路91被配置为对功率管hs和ls的公共点lx处的电压进行采样滤波后得到均值电压va。三角波产生电路92用于产生第四三角波电压，其平均值等于均值电压va。补偿电路93用于在第四三角波电压上叠加第三补偿电压，以将第四三角波电压抬升其峰峰值的1/2后产生第五三角波电压v5。

在此，均值电路91包括采样电路和滤波电路。采样电路包括采样电阻r5和r6，串联连接在lx和参考地之间，以对lx处的中点电压进行分压采样。应理解，也可以不经过采样电阻分压而直接对lx处的中点电压进行采样。滤波电路包括电容c3，连接在采样电阻r5和r6的公共点和参考地之间，与电阻r6构成rc常数较小的第一级滤波电路，从而在电容c3上产生与电感电流同步变化的三角波电压。滤波电路还包括电阻r7和电容c4，串联连接在电容c3的第一端和参考地之间，构成了rc常数较大的第二级滤波电路，对电容c3上的三角波电压进行滤波，而获取其平均值，从而在电容c4上产生均值电压va，其与输出电压vout成正比，也即va＝kz×vout。

具体地，三角波产生电路92与均值电路91中除去第二级滤波电路的剩余部分相同，包括采样电阻r5’和r6’，串联连接在lx和参考地之间，采样电阻r5’和r6’的阻值分别与采样电阻r5和r6相同，以及电容c3’，连接在采样电阻r5’和r6’的公共点和参考地之间，其容值与电容c3相同，从而在电容c3’上产生第四三角波电压，其围绕自身的平均值(kz×vout)上下波动，且第四三角波电压的峰峰值vp＝k×vout×(1-d)，其中比例系数k由电路中相应参数决定。应理解，本领域技术人员可以根据电路的工作原理推导出比例系数k的具体参数表达式，在此不作详细推导。

补偿电路93被配置为利用表征输出电压的信号使得第四三角波电压抬升第三补偿电压，其中第三补偿电压的平均值与输出电压vout和(1-d)的乘积成正比，具体来说，第三补偿电压的平均值等于第四三角波电压的峰峰值的1/2，即vp/2。具体地，补偿电路93包括受控电流源ccs5和开关k5，串联连接在供电电压vcc和电容c3’的第一端之间，从而在电容c3’上第五三角波电压v5。其中受控电流源ccs5受与输出电压vout成正比的信号控制而产生与其成比例的电流ic5，在本实施例中，受控电流源ccs5受输出电压vout控制，且产生与输出电压vout成比例的电流ic5，应理解，受控电流源ccs5也可以受均值电压va控制，仅影响受控电流源的比例系数。开关k5受控于驱动控制信号pwmb，其与主功率管hs的开关状态相反。因此，实际上，补偿电路93在电容c3’上产生的第三补偿电压也为一三角波电压，其平均值为第四三角波电压峰峰值vp的1/2，即k×vout×(1-d)/2。根据电路的叠加原理，当三角波产生电路92与补偿电路93同时作用时，第三补偿电压的纹波仅对第四三角波电压的纹波的变化斜率产生较小的影响，在此可以忽略不计，因此最终电容c3’上产生的第五三角波电压v5相当于是在第四三角波电压的基础上叠加了第四三角波电压的峰峰值vp的1/2而形成的。此后，根据第五三角波电压v5和均值电压va的差值得到第一纹波信号vripple。

此外，同样为了使得该电路在dcm模式下也能正常工作，增加了开关s4，与电阻r8串联后连接在均值电压va和第五三角波电压v5之间，其中开关s4受信号ncl控制，以在各功率开关均处于关断状态时导通。也即当电路处于ccm模式时，开关s4断开，均值电路和补偿电路之间互不影响；而当进入dcm模式时，开关s4受控导通，以使得第五三角波电压v5在各功率管均关断期间始终等于均值电压va，从而保证第一纹波信号vripple不会出现负值，当在第一反馈信号vfb上叠加了第一纹波信号vripple后，由此产生的第二反馈信号vneg始终在第一反馈信号vfb之上。

此外，对于固定关断时间控制，同理，受控电流源ccs5产生的电流方向与图9中相反，且受控电流源ccs5由与vcc相连变为与参考地相连，以使得能够从电容c3’上抽流，从而使得第四三角波电压减小1/2vp。其他电路与图9中相同，由于具体过程与上述相似，不再进行阐述。

综上所述，本发明实施例的控制电路通过叠加补偿电压使得第一纹波信号的谷值与零值处于同一水平线，同时保证在dcm模式下功率管均关断期间，第一纹波信号维持于关断前的零值，从而当在控制电路中加入第一纹波信号进行控制时，可以实现在任何占空比下或任何输出电压下，反馈信号和参考信号都是相等的。

此外，由于第一纹波信号vripple的谷值固定且等于零，也可以仍然选择保留一个钳位值非常小的校正电路，以为了补偿中间的参数传递以及第一反馈电压vfb上很小的纹波电压带来的与参考信号vref的偏差，同时由于钳位值很小，不会对电路的动态特性有较大影响。如上所述，校正电路根据第一反馈信号vfb以及参考信号vref之间的误差生成校正信号，并叠加到参考信号vref上。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。