专利名称：串联谐振转换器及其控制方法和设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及控制变压器隔离、恒流、串联谐振转换器的输出的控制方法和设备。
一般地，在传统的谐振转换器设计中，晶体管的组合(或等价的装置)的切换，将能量从输入总线通过一个贮能电容器而传送。开关接通期间，能量被传送到负载和电容器，且电容电压上升。在开关被关断期间，能量被从电容器和次级传送至输出负载，且电容电压降低。较早的启动角(相对于电流零交叉的切换时间)增大了注入贮能电容器的、用于随后传送给负载的能量，并减小了电容器的电压降低的时间。相反地，较晚的启动角减小了注入贮能电容器中的、用于最后传送给负载的能量，并使得电容电压的下降时间较长。
现有技术的控制方案因而通过调节开关被接通和关断的时间，来控制输出。调节的成本较低并容易实施，但具有显著的缺点在操作期间贮能没有得到保护，且增大的贮能电压和电流会造成部件故障。
更具体地说，如果负载没有除去存储的所有能量，则每当开关接通时，贮能电容器中的能量都将增大，从而使得贮能电压和电流持续增大，且它们最终将超过谐振转换器中的部件的安全操作范围。如果不安全的操作状态持续，部件将发生故障。
在The Miller Electric CO.XMT的电源中可以发现一种现有技术控制器，它响应于从输出负载电流和谐振转换器的开关中的电流导出的信息，来控制输出。一般地，该控制器使启动角在初始时处于一个安全的(即较晚的)角度，并随后使启动角向前“徐变”。当启动角变得较早时，电压和电流得到监测。如果它们变得危险，则该角度立即被增大到更为安全(较晚)的时间。
这种贮能控制方案虽然比其他的控制方案好，但也具有若干缺点。第一，增大输出的响应时间慢，因为启动角是向前徐变的。换言之，XMT控制器在实际需要试图保持在部件的安全操作范围之内之前，就命令转换器开关关断。因此，存储在贮能电容器中并可被传送给负载的能量不一定是最大的安全能量。其结果，瞬态响应是缓慢的，且最大输出不能得到保持。
第二，部件可能既得不到优化的使用，又得不到充分的保护，因为存储在贮能电容器中的能量和其上建立的电压不依赖于开关的接通和关断。
第三，XMT控制器，通过采用超过正常操作条件的标准的部件，进一步避免了不安全的操作状态。采用超过标准的部件增大了功率转换器的成本和尺寸。虽然有这种安全措施，超过平均预期瞬态状态的瞬态状态，可能产生超过部件的安全操作范围的电压。因此，由于在谐振转换器中的开关经常被损坏或破坏，已有方法的可靠性是成问题的。
在其他的技术场中采用的一种非常复杂的控制方法，是优化轨线控制。优化轨线控制是这样的控制方案，即它计算获得特定的所希望贮能电压和电流所需的启动角。这种控制是困难且昂贵的。
具体地，优化轨线控制从一个轨线范围选择优化轨线，并由此要求解决复杂的多变量四维方程。另外，这些方程通常包括导数和积分，并是高度非线性的。解决这种复杂方程所需的电子装置是昂贵而难于使用的。
因此，需要用于将最大安全量的能量传送给负载的串联谐振转换器的贮能控制器。另外，这种控制器应该是成本低廉的，且不需要解决复杂的多变量高次方程。具体地，希望采用调节控制方案的低成本、低复杂性方面，但避免调节固有的不安全操作。相反地，轨线控制的安全、保护性的方面是所希望的，而成本和复杂性是应该得到避免的。另外，这种控制器最好能够防止瞬态或其他高电压损坏部件。
除了保护贮能，所希望的是控制电源输出并提供所希望的V-A曲线。通常，现有技术倒相电源输出V-A曲线包括在远小于设定点的电流下的恒定电压部分，和随着电压在操作范围附近减小而具有增大电流的倾斜部分。另外，某些机器提供了一种“dig(下挖)”，在那里对于低于正常电压的操作，斜率增大(对于给定的电压下降，电流的增大更大。)然而，在某些焊接过程(诸如粘贴焊接)中，所希望的是提供恒定电流输出。
因此，所希望的是提供一种电源，它具有输出的V-A曲线的恒定电流部分，特别是在通常的焊接电压处。另外，还希望提供一种可调斜率下挖。
某些现有技术机器当焊接过程开始时提供了能量助推，称为热启动。这种热启动允许在没有电弧附着的情况下的电弧点火。通常，电源为热启动而提供的过量能量是具有固定的幅度和持续时间的。然而，有经验的焊接者通常比初学者需要更少的能量进行启动。因此，现有技术热启动对于某些用户来说太热，而对于另一些用户又不够。因此，希望有一种可调节或适配的热启动。
本发明通过与输出电流和切换电流相独立地监测并保持在贮能电容器上建立的峰电压，从而克服与已有的传统串联谐振转换器的输出控制方法有关的问题。
输出电流反馈向调节谐振转换器开关的VCO提供了信息。切换电流得到监测，从而在电流超过预定电平以外的时间里，谐振转换器的切换被禁止。另外，切换电流得到监测，从而当电流环的值通过零时，一个独立的监测电路存储在贮能电容器上建立的峰电压的值。该电容电压监测电路随后提供一个适当的信号—该信号超越了VCO控制，从而使谐振转换器中过量的电压能够得到防止，同时最大的能量能够被存储在贮能电容器中。
其结果，由于贮能电容器的峰电压得到监测和保持，能够在最小的时间里将最大的能量传送给输出负载。另外，根据存储在电容器中的实际能量的切换控制，增大了电路的瞬态响应。另外，对在贮能电容器上建立的电压的控制，限制了对所用的部件的压力，从而增大了总体的电路可靠性并对所选部件的利用达到了最大。总之，本发明优化了电路性能和响应时间，同时通过提高可靠性和优化部件选择，而降低了成本。
通过对于以下附图、详细描述和权利要求书，本发明的其他原理特征和优点对于本领域的技术人员将变得显而易见。
图1是框图，显示了传统的串联谐振转换器和有关的控制和监测电路；图2是图1所示的电流检测电路的示例性最佳实施例的示意图3是图1所示的电容电压检测电路的示例性最佳实施例的示意图；图4是图1所示的压控振荡器(VCO)的示例性最佳实施例的示意图；图5是图1所示的时序电路的示例性最佳实施例；图6是图1所示的选通电路驱动电路的示例性最佳实施例的示意图；图7是曲线图，显示了对于各种贮能电容器的峰电压和输出电流的安全切入电压；图8是用于实施根据本发明的热启动和波成形的电路的示意图；图9是曲线图，显示了根据本发明制成的电源产生的典型的V-A输出曲线；图10是曲线图，显示了作为根据本发明的热启动的时间的函数的电流。
在详细解释本发明的至少一个实施例之前，应该理解的是本发明的应用不限于以下描述中给出的或在附图中显示的部件设置和构成的细节。本发明可用于其他的实施例或以各种方式实施或实现，另外应该理解的是，在此采用的描述和术语，只是为了描述目的的，而不能被认为是限定性的。
本发明涉及一种变压器隔离的、恒定电流串联谐振转换器，诸如用于处理功率以产生焊接电弧或向焊接电弧提供焊接电流的那一种。该功率控制电路通过监测并保持在传统的串联谐振转换器中在贮能电容器上建立的峰电压，来控制谐振转换器的输出。
通过采用简化的轨线控制来限制启动角，保证了安全的操作条件。然而，简化的轨线控制要求考虑仅一个轨线，即仍然安全的最早的启动角的轨线，因而是比较成本低廉且容易实施的。由于轨线控制得到简化，它只是象“使能”控制那样起作用，且不确定获得所希望的输出所需的具体控制。因此，这种贮能控制器可以是成本低廉且容易实施的。
具体的启动角控制着电源输出的V-A曲线的形状，且角度的选择将在下面得到详细描述。两种控制被结合地采用，其中简化的轨线控制“使能”了一个启动角，且输出控制选择了具体的启动角。
更具体地说，串联谐振转换器包括多个开关和一个能量存储器件(诸如电容器)。在操作中，能量通过谐振转换器而被传送给负载。如在现有技术中已知的，谐振转换器中的开关被接通和关断的时序，控制着传送的能量。
通过与输出电流和切换电流相独立并附加地监测并保持在贮能电容器上建立的峰电压，使功率输出得到控制。只要部件没有受到危险，转换器开关就得到控制，以提供所希望的输出电流。然而，切换电流和电容电压得到监测，从而使峰电压将超过安全电平时，谐振转换器的切换被禁止(或不使能)，直到贮能电压降低。由于该控制方案能够准确地确定最早的切换安全时间，能够防止谐振转换器中的过度电压，同时能够在贮能电容器中存储最大的能量。
控制器必须能够预测仍然提供安全贮能电容器的峰电压的最小启动角，以平衡效率和安全性。这一事实被控制器用来平衡这些考虑，即在下一个启动之后在贮能电容器上的峰电压将等于电流周期期间中系统中的峰值能量，加上从总线加到贮能电容器上的能量，减去从电容器上除去并提供给负载的能量。
从总线加到贮能电容器上的能量，是总线电压的函数，并取决于总线电压与贮能电压之差。从电容器除去并提供给负载的能量是启动角和输出的焊接电流的函数。因此，对于给定的峰值贮能电压，且对于给定的输出电流，有一个启动角—在此贮能电压已经被除去，这将在下一个周期里产生安全的峰值电压。
现在参见图7，经验数据已经被收集起来，它们显示了在本周期的峰值贮能电压给定的情况下，在随后周期的允许或安全切入电压。图7的数据是为具有1000伏特的最大安全电压的部件产生的，并包括若干不同的输出电流的数据。例如，如果输出电流是50安培且本周期的峰值贮能电压是750伏特，电容器上使开关在随后的周期里可以接通的最大电压为400伏特。因此，如果贮能电容器电压不能被降低到至少400伏特，则随后的峰值电容电压将大于1000伏特的最大安全电平。因此，控制器不使能切换，直到贮能电容器电压被降低到400伏特或更低。对于本例子，开关在电压被降低到400伏特时和根据输出电流反馈确定的启动角二者中较晚的一个的时间被接通。
图7所示的数据是根据具体的变压器的，但对于任何变压器都可以容易地经验获得。这种数据随后被控制器所使用，该控制器可以是一个模拟控制电路、包括微处理器和查询表的数字控制电路，或者它们的结合。如本领域的技术人员应该理解的，有很多方式来实施上述的控制方案，且所示的数据只是示例性的，就象以下所述的电路一样。
参见图1，用100总体表示的变压器隔离的恒定电流串联谐振转换器，向负载提供了输出功率。串联谐振转换器100是本领域中众所周知的并具体地包括一或多个开关(未显示)和一个能量存储器件—诸如贮能电容器(未显示)。在操作中，能量由谐振转换器100交替地存储，并由谐振转换器100提供给负载。如在本领域中已知的，谐振转换器100中的开关的接通和关断的时序控制着存储和传送的能量的量。
代表着贮能电容器上的微分电压的一对信号104和106由串联谐振转换器100提供给电容电压检测电路124。另外，串联谐振转换器100还提供了代表转换器开关中的电流的信号108和110给切换电流检测电路116。一个代表输出负载电流的信号112从输出负载102导出，并被提供给压控振荡器(VCO)128。信号104—112由各种监测和控制电路处理—如将在下面得到详细描述的，以产生选通电路驱动信号114，该选通电路驱动信号114被用来调节谐振转换器100中的开关。如上所述，贮能电压和切换电流被用来判定在下一个周期里是否将在贮能电容器上产生出危险的高电压。
一般地说，切换电流检测电路116监测信号108和110。当切换电流超过了预定的电平时，电路116通过把一个信号118提供给时序电路120，而禁止选通电路驱动信号114。这保护了转换器100中的部件不受过量电流。
为了防止峰值电压超过部件的限度，当贮能电容器电压达到其最大值时对该电压进行测量。这是当切换电流通过零时发生的。因此，电流检测电路116当切换电流的值经过零时将一个信号122送到电压检测电路124。作为响应，电容电压检测电路124监测代表在谐振转换器100中的贮能电容器上建立的差分电压的信号104和106。
电压检测电路124还处理代表负载电流的信号112。电压检测电路124，通过处理峰值电容电压信息，而与信号信号112提供的负载电流信息相结合地产生一个信号126。信号126被送到时序电路120，而时序电路120随后提供选通电路驱动信号114。如上所简要描述的，谐振转换器中的开关不被使能，直到贮能电容器电压已经被降低到安全电平。
谐振转换器100的输出由压控振荡器(VCO)128进行进一步的控制。对VCO128的控制，是通过处理由信号112提供的输出电流信息，而实现的。VCO128向时序电路120提供信号130，而时序电路120随后提供选通电路驱动信号114。谐振转换器100中的切换随后得到控制，以提供所希望的输出电流，而该电流受到根据电容电压电路124的使能，如上所述。
选通电路驱动信号114由电流检测电路116进行处理，而电流检测电路116随后向选通电路驱动逻辑电路132提供调节过的信号276。选通电路驱动信号114由VCO128产生的信号130或由电容电压检测电路124产生的信号126之一进行调节。来自电压检测电路124的信号126超越了来自VCO128的信号130。即，电压检测电路124能够防止谐振转换器进行切换，从而防止了贮能电容器的电压超过预定的限度。如果时序电路120从电流检测电路116提供的信号118接收到通过开关的电流是不安全的表示，则谐振转换器的切换也得到阻止。另外，如果电路120从信号134接收到一个适当的表示，谐振转换器的切换得到阻止。
现在参见图2，代表着谐振转换器100中的开关中的电流的信号108和110，受到一个全波桥的整流，而该桥包括二极管200、202、204和206，并由负载电阻208终止。在负载电阻208上建立的电压进一步被电阻210和212分压。电阻210和212的接合点与施密特触发器214的输入端相连。。施密特触发器214的输出端通过电阻218而与施密特触发器216的输入端相连。而施密特触发器216的输出端与二极管220的阳极相连。二极管220的阴极又连接回到施密特触发器214的输入端。因此，当开关中的电流达到由电阻208—212和二极管220的二极管压降所预定的阈值时，施密特触发器214被锁存。过流锁存信号118经过二极管222的阴极而被提供给时序电路120，而二极管222的阳极与二极管220和施密特触发器216的接合点相连。
施密特触发器214和216不是必需的，但有助于防止对开关和其他部件的损坏更具体地说，施密特触发器214和216起着监测贮能电流并在贮能中出现了不安全仰角的情况下关闭转换器的作用。否则施密特触发器214和216保持不活动。
信号108和110也被分别连接到电阻224与226和电阻228与230的接合点。或者，信号108和110可以被逆转，因为如以下所述，与各个信号相连的部件都是与其他信号相连的部件的镜象。电阻224和226还与正电压源232相连。电阻226还与二极管234的阳极和比较器236的负输入端相连。电阻230还与二极管238的阳极和比较器240的负输入端相连。二极管234和238的阴极和比较器236和240的正输入端接地。
比较器236和240的输出端激活两个施密特触发器的锁存。即，比较器236和240的输出端与施密特触发器242和244的输入端分别相连。施密特触发器242的输出端经过电阻248而与施密特触发器246的输入端相连。施密特触发器246的输出端经过电阻250又连接回到施密特触发器242的输入端。类似地，施密特触发器244的输出端经过电阻254而与施密特触发器252的输入端相连。施密特触发器252的输出端经过电阻256又连接回到施密特触发器244的输入端。
施密特触发器242和244的输出端分别由二极管258和260进行二极管“或”操作。二极管258和260的阳极与电阻262和施密特触发器264相连。施密特触发器264的输出端与二极管266的阳极相连，而二极管266的阴极经过一个电阻(未显示)而与时序电路120相连。电阻262还连接到正电压源232。
施密特触发器246和252的输入端分别与二极管268和270的阳极相连，并与“与非”门272的输入管脚相连。二极管268和270的阴极连接在一起，并可被时序电路120产生的选通驱动信号114所拉下。“与非”门272的输出端产生调制的信号276，并与“与非”门274的两个输入端和时序电路120相连。“与非”门274的输出还与选通驱动逻辑电路132和电容电压检测电路124相连。
当谐振转换器中的开关里的电流向前往复时，比较器236或240的输出变成高，并释放施密特触发器锁存。同时，施密特触发器264的输出为高并复置时序电路120的运行频率。
当谐振转换器中的开关中的电流经过零时，“与非”门272的两个输入端接收到一个“高”表示。随后，“与非”门274的输出改变到“高”状态，向电容电压检测电路124表明谐振转换器中的电流已经经过零且贮能电容器上的电压因而已经达到了峰值。
参见图3，代表谐振转换器100中的贮能电容器上的电压的信号104和106，以电容电压检测电路124进行差分测量。连接在信号104和106上的电阻300为贮能电容器电压提供了放电通路。运行放大器302和有关的电阻304、306、308和310象传统的差分放大器那样进行配置。运行放大器302的输出端因而代表了对谐振转换器100中的贮能电容器上的差分电压的比例缩小测量。
运行放大器302的输出与二极管312和314的阳极相连，并经过电阻318而与运行放大器316的负输入端相连。运行放大器316和相关的电阻318和320如具有单位增益的传统倒相放大器那样配置。运行放大器316的输出与二极管322和324的阳极相连。二极管322的阴极与二极管312的阴极相连。二极管324的阴极与二极管314的阴极相连。因此，各个二极管对的阴极处的电压代表了谐振转换器100中的贮能电容器上的差分电压的比例缩小的绝对值。
二极管312和322的阴极与PNP晶体管326的发射极相连。晶体管326的集电极与电容328相连，并与运行放大器330的正输入端相连；而运行放大器330象传统的用作缓冲器的跟随器那样进行配置。电容328还与地耦合。晶体管326的基极通过基极电阻332而由电流检测电路116中的“与非”门274的输出进行驱动。
当谐振转换器100中的开关中的电流向前往复变化时，晶体管326被偏置导通。因此，贮能电容器上的差分电压的比例缩小值对电容328进行充电。当这些开关中的电流经过零时，晶体管326被偏置成关断。此时，存储在电容328上的电压(因而在跟随放大器330输出端上的电压)代表了谐振转换器100中的贮能电容器上的峰电压。
放大器330的输出经过电阻336而被供给到运行放大器334中。电阻336还与放大器334的倒相输入端和电阻338、340和342的接合点相连。电阻338还与放大器334的输出端相连。电阻340还与负电压源344相连，且电阻342还与信号112相连，而该信号112代表了输出的负载电流。放大器334的非倒相输入端接地。
放大器334的增益由电阻336、338、340和342的结合确定，而这些电阻得到适当选择以将谐振转换器100中的峰值电压保持在安全的操作范围内，并同时使在给定的输出装载期间和输入总线条件下存储在贮能电容器中的能量到达最大。因此，在最佳实施例中，利用适当的电阻值而实现的图7的曲线。
电阻336和放大器330的输出提供了关于谐振转换器100中的峰值电压的信息。电阻340和负电压源344提供了在其中放大器334不接收来自信号112的输出负载电流信息的状态下的直流偏移电压。当有输出负载电流信息时，信号112和电阻342根据负载电流的值而提供了附加的直流偏移电压。
比较器345将放大器334的输出与连续监测的差分贮能电容器电压进行比较。放大器334的输出与二极管346的阳极相连，而二极管346的阴极与比较器345的倒相输入端相连。电阻348还与该接合点和地相连。比较器345的非倒相输入端与二极管314和324的阴极同电阻350形成的接合点相连。电阻350还与负电源344相连。比较器345的输出端与施密特触发器352的输入端相连。施密特触发器352的输出端与按照传统方式配置的D触发器354的RESET输入端相连。D触发器354的输出端与二极管355的阳极相连，而二极管355将开关禁止信息耦合到时序电路120。
当贮能电容器上的峰值电压的绝对值超过了由运行放大器334和其相关的部件所预定的阈值时，二极管355被正向偏置并将开关禁止信号耦合到时序电路120。当贮能电容器电压的绝对值降低到该阈值以下时，二极管355被反向偏置，从而向时序电路120表明电压已经下降到这样的电平，即在该电平可以安全地把谐振转换器100中的开关接通并将能量存储在贮能电容器中，且切换得到使能。
比较器345的输出端还经过电阻358而与施密特触发器的输出端相连。施密特触发器356的输入端与二极管358的阳极、电阻360和电容362形成接合点相连。施密特触发器356和电阻358不是必需的，但起着在没有零交叉的情况下限制驱动电路的接通时间的作用。这有助于保护控制板上的部件。
触发操作如下电容器362也返回到第。电阻360还与二极管358的阴极和电流检测电路116中的“与非”门274的输出端相连。当谐振转换器100中的开关中的电流经过零时，“与非”门274的输出端变为“高”状态，且电容器362开始经过电阻360进行充电。在电阻360和电容器362的RC时间常数所确定的适当延迟之后，施密特触发器356的阈值被达到，二极管355被反向偏置，且时序电路120因而使能谐振转换器100中的开关的切换。当“与非”门274的输出改变到“低”状态时，二极管358为电容器362提供了放电通路。
参见图4，在电容电压检测电路124不向时序电路120提供超越的开关使能信号时，VCO128借助监测信号112来控制谐振转换器100的输出，而监测信号112代表了输出的负载电流。信号112由测量信号112与指令信号400之差的差分放大器监测。
指令信号400被电阻404连接到运行放大器402的非倒相输入端。该非倒相输入端还与电阻406和电容器408的并联组合相连。该并联组合的一端接地。放大器402以传统的跟随器的方式进行配置。一个倒相放大器403将放大器402的输出与下挖/SLOPE(从图8的开关823)电路的输出相加。一对有关的电阻411(200K欧姆)和412(200KΩ)以传统的方式进行配置。一个差分放大器410把放大器403的输出与信号112相加，而放大器410具有以传统方式配置的相关部件。这些相关的部件包括电阻414、416、418、420和423(10KΩ)，以及电容器415(22pF)。差分放大器410的输出端与误差和补偿放大器424相连，而放大器424的部件以传统方式配置。这些相关的部件包括电阻426和428、电容器430、二极管432和434、以及电压限制保护齐纳二极管436和438。误差和补偿放大器424的输出由电阻440和电容器442滤波。
比较器444将误差和补偿放大器424的输出与电阻446、448和450、电容器452、接收来自时序电路120的时钟信号455的PNP切换晶体管454、以及齐纳二极管456产生的斜升波形相比较。比较器444的输出端经二极管460而提供了给时序电路120的调制驱动信号。比较器444的输出端还与也同地相连的电阻458相连。
参见图5，时序电路120包括两个传统的振荡定时器500和502。定时器500的振荡频率由电阻504和电容器506确定。定时器500提供了时钟信号455，用于产生VCO128中的斜升波形。该时钟信号还提供了一个静区时间，以防止在谐振转换器100中的开关中的切换期间的任何重叠。定时器500通过电阻507而与定时器502同步。
定时器502提供了调制的选通驱动信号114。定时器502的振荡频率由电容器508和电阻510的结合或电容器508和电阻510和512的结合来确定。电流检测电路116在谐振转换器100中的开关中的电流向前往复变化期间将电阻512与时序电路120相电连接。
时序电路120接收由二极管222、514、460和355进行了“或”操作的四个独立的禁止指令。如果在谐振转换器100中的开关中存在着过流状态，则二极管222禁止切换。如果电路已经接收到一个关断指令，则二极管禁止切换。二极管460根据从VCO128接收到的信息禁止切换。最后，如果电容电压检测电路124表明谐振转换器100中的峰值电压将超过安全运行电平，则二极管355禁止切换。
参见图6，选通驱动逻辑电路132从切换电流检测电路116接收信号276和122。信号122为D触发器600提供时钟信号。触发器600随后分别向“与非”门602和604的一个输入端提供时钟信号和倒相时钟信号。信号276向“与非”门602和604的另一输入端提供调制的驱动信号。“与非”门602和604的输出信号606和608随后调节谐振转换器100中的反平行开关。
以下的表给出了图2-6的各个部件的元件值。当然，这些值只是示例性而不是限定性的。
>本发明人已经发明了(在一种实施例中的)控制器，它以电子的方式形成了输出V—A曲线。本发明的这个方面可以与轨迹控制/保护方面结合使用。更具体地说，提供了一种具有恒定电流部分(最好是在焊接范围内)的输出曲线。另外，提供了适配的热启动，其中用于热启动的能量是按照用户的焊接技巧的。这些特征—曲线成形和适配的热启动，对于粘贴焊接应用都是特别有用的。
根据本发明，一种可切换电源(诸如上述的一种)、不同的倒相器电源、或任何另一的可切换电源，包括以电子方式成形输出V—A曲线的控制器。在这里，电源指的是产生功率输出的电源部分。可以提供任何形状的曲线，但本发明人已经发现，特别有用的是提供焊接范围内的恒定电流曲线。焊接范围指的是在这样的电压，即当实际进行焊接时在电源的输出杆上通常出现的电压。
参见图9，其中显示了一种典型的V—A曲线，它是根据本发明而以电子的方式形成的。图9所示的曲线是用于给定的用户选定电流(一般是V—A曲线的恒定电流部分或CC的电流)。如图9所示，在低电流范围中提供了曲线的一个平坦或CV(恒定电压)部分901。另外，在曲线的该CV和CC部分903之间提供了V—A曲线的一个“下倾”或倾斜部分902。恒定电流部分(由纵向的线表示)出现在通常在焊接状态下出现的电压下。因此，当焊接者进行正常的焊接过程时，电源的行为如CC电源。最后，输出V—A曲线包括一个“下挖”部分904，其中电流随着电压的减小而增大。根据本发明，最大的下挖电流可由用户调节。
本发明的控制器包括使得能够采用适配热启动的电路。通常，热启动是这样的情况，即其中大于设定值的能量(在最佳实施例中为电流设定值的两倍)被提供给所有的用户。然而，根据输出电压，提供了附加的能量。如果输出电压小于“下挖”阈值(即提供下挖电流时的电压)，则提供一个附加的助推能量(在最佳实施例中最大下挖电流为120安培)。当电压大于下挖设定值时，不提供附加的能量(最大下挖电流)。这持续预定的时间(在最佳实施例中在125至150米秒之间)。
所产生的电流，作为时间的函数，如图10所示。如所示，热启动最少提供了用户选定电流的两倍的电流。另外，当电压跨过下挖设定点时，提供了非常短促的过量电流尖峰。这种启动的一个特征，是附加的电流取决于焊接的技巧。有经验的焊接者一般能够更好地启动焊接过程，并能够迅速地保持大于下挖设定点的电压，因而当技巧的焊接者采用这种电源时所提供的最大下挖电流的尖峰将是较少的。不那样有经验的焊接者不能如此容易地启动电弧，因而需要更多的电流，并需要更长的时间来保持具有大于下挖阈值的电压的电弧。
参见图8，其中显示了提供曲线成形和适配热启动的电路。当然，所示的电路只是本发明的一个实施例，且很多其他的电路设计也同样能够实施本发明。图8包括实施热启动和曲线成形的控制器部分。其他的部分，诸如反馈处理、时序、脉冲发生器等等，可以采用通常的设计—诸如本领域中众所周知的。
从用户可选择的电流导出的一个电流指令信号(COMMAND)，经过电阻821(1KΩ)、电阻818(499KΩ)和电容器819(0.01μF)，而被提供给缓冲器817。缓冲器817的输出经过电阻815(200KΩ)而被提供给相加运行放大器816。还提供了反馈电阻814(200KΩ)。运行放大器816还经过一个电阻811(200KΩ)和一个开关823(如将在下面描述的，下倾和下挖信号也经过开关823而提供给相加运行放大器816)接收热启动信号(晶体管810的输出)。开关823被用来接通和关断热启动和下挖特征，并在一个控制输入端接收经过施密特触发器822的下挖/HS指令。
运行放大器816的输出是被称为DIFFCMD的信号，并被提供给通常的电流调节器(未显示)。DIFFCMD信号的幅度表示了所希望的电流输出，并与实际的电流一起被用于确定切换时间。
热启动信号是从一个IDETECT信号导出的，该信号表明电流是否存在。当有电流时，一个信号经过电阻802(20KΩ)和电容器803(0.47μF)而提供给施密特触发器805。该信号由电阻802、电容器803和也连接到+15伏特电源的电阻801(267KΩ)定时。施密特触发器的输出经过二极管806和电阻808(20KΩ)而提供给晶体管810。晶体管810的基极接收一个电流指令信号(在缓冲之后)。因此，在由RC组合确定的一个时间里，晶体管810提供了一个响应于选定的电流(COMMAND)的输出。
在最佳实施例中，热启动信号等于电流指令信号。因此，在热启动被激活的时间(由电阻801和电容器803确定)里，DIFFCMD信号被晶体管810提高到对应于电流设定点的幅度的两倍。如在下面描述的，在热启动期间，最大下挖电流也将在运行放大器816处得到加上。
在热启动时间过去之后(且DIFFCMD不再是用户设定点的两倍)，一个下挖信号响应于降到预定阈值以下的输出电压而使DIFFCMD增大。在最佳实施例中，该阈值为19.5伏特，且绝对最大下挖电流(附加电流)大约为170安培。下挖电流的斜率是大体线性的，且从切入处(19.5伏特)的0安培至0伏特处的167安培。
该下挖信号通常由一个运行放大器842经开关823提供给相加运行放大器816。运行放大器842在其非倒相输入端接收对应于19.5伏特下挖阈值的信号。对应19.5伏特的该信号是从一个+15伏特电源、电阻844(22.1KΩ)、电阻842(2.67KΩ)和电容器841(0.1μF)导出的。
一个电压反馈信号经过电阻845(16.2KΩ)而提供给运行放大器842的倒相输入端。该电压反馈信号可以以众所周知的方式从输出柱导出。一个反馈电阻854(100KΩ)提供了适当的增益，以产生下挖电流的斜率(图9中的904)。还设置了一个电容器853(0.01μF)。
运行放大器842的输出，经过齐纳二极管847(4.7V)和一对电阻832(10KΩ)和830(4.75KΩ)，被提供给开关823和相加运行放大器816。齐纳二极管847当输出电压大于19.5伏特时阻塞下挖信号。因此，在热启动之后，当输出电压小于19.5伏特时，相加运行放大器816的输出包括所希望的电流加上下挖电流。
下挖电流的最大值，可以由用户借助在焊接机的前板上的电位计而限制在小于该绝对最大值。该电位计的输出是一个下挖/IND信号，并经过电阻826(20KΩ)和825(1KΩ)而提供给运行放大器827。运行放大器827的输出经过二极管882而箝位该下挖信号。因此，下挖/IND信号限制了所提供的最大下挖电流。
在热启动期间，下挖信号也被提供给相加运行放大器816。然而，用户可选择的最大下挖被超越了，且提供了绝对最大下挖以有助于焊接过程的启动。这种超越是施密特触发器805的输出(它在热启动期间保持为高)。在热启动得到激活的同时，施密特触发器805的输出将运行放大器827的输入保持在高，从而在热启动期间提供了绝对最大下挖。如可以看到的，在热启动期间，所有用户将获得电流选择所表示的电流的两倍的电流。另外，当输出电压降到表示接触开始的19.5伏特以下时，将提供最大下挖电流。
输出V—A曲线的下倾部分(图9的902)也由运行放大器842提供。当输出电压超过19.5伏特时，运行放大器842的输出变成负的。齐纳二极管847阻塞了产生输出曲线的恒定电流部分(图9的903)的信号。然而，当电压反馈信号变得足够大(大约30电弧电压)时，齐纳二极管被击穿，且运行放大器842的负输出被运行放大器816加上。因此，DIFFCMD信号减小(吸引更小的电流)且提供了下倾。在下倾范围中，电阻852(100KΩ)和二极管851被用作运行放大器842的反馈环的一部分。开关850可被用于短路电阻852，从而禁止下倾特征。
当用户选择低输出电流(例如低于45安培)时，希望的是完全省略下倾，而且，对于中等的电流，希望的是限制下倾。运行放大器835确定将提供下倾的最小用户选择电流。具体地，运行放大器835接收一个CMDBUFF信号(运行放大器817经过电阻838(5.1KΩ)的输出)。经过电阻837(68.1KΩ)而提供了一个-15V的直流偏置。提供了反馈电阻834(10KΩ)和3伏特齐纳二极管833。该电阻确定在给定的用户选择电流下是否提供下倾，以及最大下倾，且齐纳二极管833也限制了最大下倾。
该最佳实施例对于小于45安培的用户选择电流不提供下倾，对于45与90安培之间的用户选择电流提供低至45安培的下倾，对于90与106安培之间的用户选择电流提供低至用户选择电流的一半的下倾，且为大于106安培的用户选择电流提供53安培的最大下倾。
因此，该控制器提供了包括适配热启动特征、恒定电流部分、下挖和下倾的输出V—A曲线。
因此，可以看到，根据本发明，提供了一种完全满足了上述目的和优点的电源。虽然结合本发明的具体实施例而描述了本发明，但很多替换、修正和变形，对于本领域的技术人员都是显而易见的。一种这样的替换，是在归纳加热应用中采用上述的串联谐振转换器。因而，所附权利要求书应该包括所有属于其精神和范围以内的替换、修正和变形。
权利要求
1.一种焊接电源，包括一个串联谐振转换器，包括至少一个开关和至少一个电容器；包括一个使能输入端的切换电路；一个电压检测电路，用于确定将阻止电容器上的峰值电压在转换器的下一个周期里超过预定阈值的至少一个开关最早切换时间，其中当最早切换时间已经过去时该电压检测电路向使能输入端提供一个使能信号，且其中切换电路受到该使能信号被使能；以及与串联谐振转换器相连的一对焊接输出端。
2.根据权利要求1的设备，其中切换电路进一步包括一个反馈输入端且电源进一步包括用于确定所希望的和实际的负载电流之差的负载电流反馈电路，其中该负载电流反馈电路向反馈输入端提供了代表该差的信号。
3.根据权利要求2的设备，其中电压检测电路包括用于利用单个的变量参数来确定最早切换时间的装置。
4.根据权利要求2的设备，进一步包括用于测量转换器的电流零交叉处的电容器电压的装置；用于确定在一个周期中由向电容器提供电压的总线加到该电容器上的电压的装置；与用于测量的装置相连并与用于确定的装置相连的装置，用于确定在一个周期中需要从电容器除去的电压以阻止电容器上的峰值电压超过预定阈值并用于在已经达到了所需要的电压之后提供使能信号。
5.根据权利要求4的设备，其中电压检测电路包括用于测量在转换器的电流零交叉处的电容器电压的装置；用于测量转换器中的电流的装置；用于利用关于多个峰值电容器电压和多个转换器电流的经验数据来选择在其上不能启动至少一个开关的电容器电压的装置。
全文摘要
公开一种焊接电源，它包括一个串联谐振转换器—包括至少一个开关和至少一个电容器。该转换器包括带有使能输入端的切换电路。提供了一个电压检测电路，即确定开关的最早安全切换时间。该安全切换时间是将阻止电容器上的峰值电压超过转换器的下一个周期的预定阈值的时间。还公开了一个控制器，它表示曲线成型器，用于提供焊接范围中的恒定电流输出。该控制器还提供了适配热启动，它根据焊接者的技巧而提供变化的能量。
文档编号H02M1/00GK1154596SQ9611673
公开日1997年7月16日 申请日期1996年12月27日 优先权日1996年1月11日
发明者史蒂芬·J·盖斯勒 申请人:米勒集团有限公司