专利名称：Npc(中性点箝位)逆变器控制系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及使用PWM控制将具有中性点电位的DC电压变换为AC电压的NPC(中性点箝位)逆变器控制系统，特别是通过抑制中性点电位脉动改进控制特性的NPC逆变器控制系统。
NPC逆变器将具有中性点的DC电压变换为AC电压，迄今为止研究并实际应用了各种系统。日本专利申请(TOKU-KAI-HEI)No.5-268773公开了这种类型NPC逆变器的脉冲宽度调制控制方法，申请人提出没有不可控区域的逆变器控制方法，它能确保NPC逆变器输出电压最小脉冲宽度，并在线电压的整个输出电压区域输出圆滑的正弦波电压。
上述专利公开的控制方法如
图10所示，下面简要说明其要点。DC电源1在端子P与N之间输出具有中性点C的DC电压，电容器2和3接在端子P-C和C-N之间，输出圆滑DC电压。具有中性点C的DC电压输入至NPC逆变器4，并通过脉冲宽度调制器(PWM)由门脉冲Gp变换为AC电压，加至马达5上，门脉冲Gp从比较器16输出。
下面说明PWM控制的概要。控制单元9根据速度基准ωr*，转角检测器6检测的马达转角θr，由差分单元8得到的马达速度ωr检测值，以及电流检测器7检测的马达电流Im，计算并输出无功(d轴)电压基准Vd*，有功(q轴)电压基准Vq*和原电压矢量的相位基准θ1。座标变换单元10根据θ1，Vd*，Vq*输出三相电压基准Vu*，Vv*，Vw*。运算单元11得到Vd*和Vq*的矢量和(原电压基准的幅值)并作为电压基准幅值V1*输出。方式选择单元12比较电压基准幅值V1*和最小脉冲宽度确定的规定门槛值V1x，若V1*≥V1x则输出0的方式信号M PWM，若V1*＜V1x则输出1的方式信号M PWM，且这些信号输入至变换装置选择单元18。变换装置选择单元18在方式信号M PWM为1时操作第一电压基准变换装置14，在方式信号M PWM为0时操作第二电压基准变换装置13，并根据下述变换标准，将从座标变换单元10输出的三相电压基准Vu*，Vv*，Vw*变换为另一三相电压基准Vu2*，Vv2*，Vw2*。
第一电压基准变换装置14根据下列等式将三相电压基准Vu*，Vv*，Vw*变换为Vu2*，Vv2*，Vw2*，这些等式对应于极性切换频率设定单元12a给定的极性切换频率Fpn。
等式1Vu2*＝Vu*±VbVv2*＝Vv*±VbVw2*＝Vw*±Vb其中，±Vb至少设为按最小脉冲宽度确定的规定值的2倍以上，且根据极性切换频率发生器14a给定的固定极性切换频率Fpn，±Vb是正/负极性中给定的规定偏压值。
第二电压基准变换装置13根据下列等式将三相电压基准Vu*，Vv*，Vw*变换为Vu2*，Vv2*，Vw2*若U相电压基准Vu*为0＜Vu*＜Vmin等式2Vu2*＝VminVv2*＝Vv*-Vu*+VminVw2*＝Vw*-Vu*+Vmin若U相电压基准Vu*为-Vmin＜Vu*＜0等式3Vu2*＝-VminVv2*＝Vv*-Vu*-VminVw2*＝Vw*-Vu*-Vmin其中，Vmin是按最小脉冲宽度确定的规定电压。
如果V相电压基准Vv*或W相电压基准Vw*为-Vmin＜V*＜0，也用上述等式变换。
当三相电压基准Vu*，Vv*，Vw*都为V*＜-min或Vmin＜V*时，三相电压基准直接输出，如下列等式所示等式4Vu2*＝Vu*Vv2*＝Vv*Vw2*＝Vw*
经上述变换的电压基准Vu2*，Vv2*，Vw2*与载波发生器15输出的三角形载波Sc一起输入至比较器16，并根据其大小，输出门脉冲Gp，进行脉冲宽度调制，从而完成NPC逆变器4的PWM控制。
因此，如果电压基准幅值V1*小于门槛值V1x，通过第一电压基准变换装置14，各相电压基准加上或减去规定偏压，且NPC逆变器4输出对应电压基准Vu*，Vv*，Vw*的过零点附近线电压，同时确保最小脉冲宽度。而且，电压基准幅值V1*大于门槛值V1x时，如果任一相中电压基准绝对值小于Vmin，该相电压基准由第二电压基准变换装置13定在该极性的Vmin，并校正另两相电压基准使线电压不改变，且NPC逆变器4输出对应电压基准Vu*，Vv*，Vw*的线电压，同时确保最小脉冲宽度。
NPC逆变器必须在保持中性点电位恒定的同时操作，具有经受负荷电流变换的特性，且中性点电位以输出频率的三倍脉动。中性点电位的这种脉动是由于正弦波中给定的两相电压基准为正的周期和其为负的周期在一周内交替发生三次。即，当两相为正时，这两相中的负荷电流从DC电源1的正侧P流至中性点C，而当它们为负时，负荷电流从中性点C流至DC电源1的负侧N，从而中性点电位脉动。中性点电位的这种脉动量随负荷电流的增加而增加，并随频率的增加而降低。
选择第一电压基准变换装置14时，各相电压基准的极性通过极性切换频率Fpn切换至正/负极，所以，开关频率将以每一切换周期一次的速率增加。而且，所有三相电压基准的极性一致时，中性点电位的脉动频率不是输出频率的三倍，而是等于极性切换频率Fpn。因此，如果Fpn增加，则可得到抑制中性点电位脉动的效果。但是，当极性切换频率Fpn增加时，存在开关频率增加以及开关引起功率损失增加的问题。而且，当电压基准幅值V1*在门槛值V1x附近时，第一与第二电压基准变换装置14与13之间的切换频繁发生，结果开关频率增加。
另一种类型的NPC逆变器系统如图11所示。该图中，DC电源20与变换器20c串联得到来自AC电源20a的正侧DC电压Vdp，与变换器20d串联得到来自AC电源20b的负侧DC电压Vdn，并通过由电抗器20e，20f和电容器21，22构成的LC滤波器，在PN之间输出圆滑的DC电压Vdpn(Vdp+Vdn)。具有中性点C的此DC电压Vdpn由NPC逆变器23变换为所要的AC电压并作为三相AC电流Iu，Iv，Iw加至负荷25。这三相AC电流Iu，Iv，Iw由电流互感器24检测，作为反馈电流Iuf，Ivf，Iwf，并在变换单元26(三相至两相变换)中变换为有功电流分量Iqf和无功电流分量Idf的垂直座标信号。此有功电流分量Iqf和无功电流分量Idf在电流控制器27中分别与有功电流基准Iqr和无功电流基准Idr比较，并输出有功电压基准Eqr和无功电压基准Edr的垂直座标信号，以便减少各电流偏差。这些垂直座标信号Eqr，Edr在变换器(两相至三相变换)28中变换为三相AC电压基准Vu*，Vv*，Vw*。比较器30中，此三相AC电压基准Vu*，Vv*，Vw*与载波发生器29输出的正和负侧载波比较，并输出作为门脉冲GP。逆变器23是由此门脉冲GP控制的脉冲宽度调制器(PWM)，于是，PN间的DC电压Vdpn变换为对应AC电压基准Vu*，Vv*，Vw*的AC电压，三相AC电流的Iu，Iv，Iw的有功电流分量和无功电流分量被控制成对应有功电流基准Iqr和无功电流基准Idr的值。
而且，正和负侧DC电压Vdp，Vdn通过电压检测器31，32检测，作为电压反馈值Vdpf，Vdnf，其电压差ΔVd加至AC电压基准Vu*，Vv*，Vw*，并控制逆变器23的输出电压，通过已校正的AC电压基准Vu2*，Vv2*，Vw2*使此电压差为零。结果，如果DC电源的20正与负侧DC电压Vdp，Vdn之间产生差值，中性点电位脉动产生电压差ΔVd和校正AC电压基准Vu*，Vv*，Vw*的AC电压基准Vu2*，Vv2*，Vw2*，送至比较器30以便使电压差ΔVd为零。这样，控制NPC逆变器23，使正和负侧电源间产生差值，抑制中性点电位的脉动。
例如，如果正侧DC电压Vdp大于负侧DC电压Vdn，加上电压差ΔVd，使AC电压基准Vu*，Vv*，Vw*偏向正向，如此校正并控制，使正侧DC电压Vdp所供电力增加，负侧DC电压Vdn所供电力降低，结果，抑制中性点电位脉动。
但是，上述现有NPC变换器系统中，DC电压可能因电抗器20e，20f和电容器21，22构成的LC滤波器的谐振频率而振荡，引起负荷与/或输出频率脉动。变换器20c和20d分别装有电压控制系统(未示出)，用于控制DC电压，且DC电压可能与电压控制响应和谐振频率一起振荡。而且，由于正电流电压Vdp和负电流电压Vdn脉动且相互关联时不检测电压差ΔVd，DC电压的脉动不能通过上述校正控制而抑制。另外，如果正侧DC电压Vdp和负侧DC电压Vdn由于从逆变器23输出的AC电流有功电流分量的脉动，而在同一相中脉动，电压差ΔVd为零，于是，不能抑制DC电压的脉动。
结果，现有NPC逆变器系统中，不可避免地通过延迟变换器的电压控制响应而解决DC电压脉动，且不能足够地抑制DC电压的脉动。所以，当驱动滚轧机的马达用作负荷时，对负荷脉动的控制响应变慢，控制输出转矩脉动，影响滚轧效果，并可能对产品质量产生不利影响。
上述NPC逆变器系统中使用的现有NPC逆变器如图12所示。此图中，变换器40从AC电源(未示出)得到DC电压，并通过电抗器41将其输出，输出经P和N之间串联的电容器42，43后变圆滑的具有中性点C的DC电压。PN之间每相具有经串联熔断器44a-44f的由反向并联二极管组成的开关元件S1-S4(Su1-Su4，Sv1-Sv4，Sw1-Sw4)，且DC电压正极P，负极N和中性点C三处的电位之一以脉冲形状输出至各AC输出端U，V，W，输出脉冲宽度调制的AC电压，并将高质量的AC电压送至负荷45。
当正侧臂的开关元件S1和S2几乎同时转至ON时，输出正极P的电位，当负侧臂的开关元件S3和S4几乎同时转至ON时，输出负极N的电位，而当两开关元件S1和S4转至OFF且开关元件S2和S3几乎同时转至ON时，通过中性点箝位二极管D1或D2(Du1或Du2，Dv1或Dv2，Dw1或Dw2)输出中性点C电位。而且，输出正AC电压时，开关元件S2转至ON而开关元件S1转至ON/OFF。输出负AC电压时，开关元件S3转至ON而开关元件S4转至ON/OFF。另外，开关元件S1，S3和S2，S4完全转至ON/OFF，但从不同时转至ON。这种开关控制是公知的，因此省略其具体说明。
这种NPC逆变器系统中，开关元件S2为ON状态而开关元件S1和S3完全转至ON/OFF以便输出正AC电压时，如果开关元件S1在其应该转至OFF时未转至OFF而保持在ON状态，开关元件S3转至ON或开关元件S1转至ON且开关元件S3保持在ON状态，尽管它应该正常转至OFF，短路电流通过中性点箝位二极管D2流出电容器42。这种情况下，熔断器44a(或44c，44e)熔断以防止开关元件S1-S3损坏。如果开关元件S3，S4同时转至ON时开关元件S2转至ON，短路电流通过中性点箝位二极管D1流出电容器43，熔断器44b(或44d，44f)熔断以防止开关元件S2-S4损坏，这样，防止故障扩大。
保护NPC逆变器系统，避免上述短路的熔断器操作期间被流过的电流大量加热，长期处于高温环境，逐渐恶化并易熔断，以便确保保护性能可靠，必须定期更换(如，每1-2年)，从而不经济。最近几年，随着半导体设备的发展，几KV DC电压的高压大容量NPC逆变器投入实际应用。结果，高压保护熔断器成为必需品并带来上述问题，希望有一种不使用熔断器的经济而高可靠短路的保护。
本发明是针对上述问题而作，其目的是提供一种能有效抑制中性点电位脉动而不增加开关频率的NPC逆变器控制系统。
本发明的另一目的是提供一种NPC逆变器控制系统，它具有改进的控制特性，通过检测DC电压的脉动，校正并控制AC输出电流的有功电流分量，抑制由于DC电源LC谐振的DC电压振荡。
本发明的再一目的是提供一种经济且高度可靠的NPC逆变器，它能不使用熔断器而保护开关元件避开短路电流，并防止故障扩大。
按照本发明，提供一种NPC逆变器控制系统，其特征在于它装有输出具有中性点的DC电压的DC电源；通过PWM控制将DC电压变换为三相AC电压的NPC逆变器；通过将电压基准幅值与最小脉冲宽度确定的规定值相比较而确定第一和第二PWM力式的方式选择装置；用于将确保最小脉冲宽度的固定周期内极性变至正/负处规定偏压值加至第一PWM方式中各相电压基准的第一电压基准变换装置；第二电压基准变换装置，当一相中的电压基准小于第二PWM方式中最小脉冲宽度所确定的规定值时固定一相中的电压基准至确保最小脉冲宽度的值，并校正另两相电压基准，以便使线电压对应电压基准；以及调制频率切换装置，用于在第一PWM方式中降低PWM控制调制频率，并通过第一PWM方式中的开关抑制功率损耗。
而且，按照本发明，提供一种NPC逆变器控制系统，其特征在于它装有输出具有中性点的DC电压的DC电源，通过LC滤波器将其分为正与负侧电压；将DC电压变换为所要频率AC电压并提供AC电流给负荷的NPC逆变器；电流控制装置，通过将有功电流基准和无功电流基准与有功电流分量和无功电流分量的检测值相比较，控制NPC逆变器，以便减小电流偏差；以及校正装置，用于输出规定频率以上区域中的DC电压脉动分量，作为校正信号，并校正有功电流基准，以便通过此校正信号抑制DC电压的脉动。
而且，按照本发明，提供一种NPC逆变器，其特征在于它装有DC电源，该DC电源用两套串联电容器的连接点作中性点，输出DC电压；NPC逆变器单元，利用DC电源的正与负极和所连接的中性点，将DC电压变换为AC电压；第一和第二分支电路，每一分支电路由电抗器以及设在DC电源正和负极侧与中性点之间的开关元件构成串联电路，检测到NPC逆变器单元的短路电流时，第一和第二分支电路的开关元件转至ON，从而保护NPC逆变器单元。
图1是显示本发明NPC逆变器控制系统一个实施例的方框图；图2是说明图1所示实施例中第二电压基准变换装置13工作的电压波形图；图3是说明图1所示实施例中第一电压基准变换装置14工作的电压波形图；图4是显示本发明另一NPC逆变器系统实施例的方框图；图5(a)是显示高通滤波器特性的方框图；(b)是本发明NPC逆变器系统实施例主要部件方框图；(c)是显示运算单元增益特性的简图；图6是显示本发明另一NPC逆变器系统又一实施例的方框图；图7是显示本发明NPC逆变器实施例的方框图；图8是说明图7实施例工作的时序图；图9是显示本发明另一NPC逆变器实施例的方框图；图10是显示现有NPC逆变器控制系统的方框图；图11是显示另一现有NPC逆变器系统的方框图；图12是显示现有NPC逆变器的方框图。
对应权利要求1的本发明NPC逆变器控制系统实施例如图1所示。图1所示结构中，17是调制频率切换装置且当方式选择单元12给出的方式信号MPWM为1时，它通过将其降低至1/2输出载频设定单元15的设定频率，而当方式信号M PWM为0时，事实上它输出载频设定单元15的设定频率，并按方式信号1，/0切换调制频率Fc。载波发生器15产生由调制频率切换装置切换的调制频率Fc的三角波载波Sc。所有其它元件与现有NPC逆变器控制系统(图10)所用的相同。
上述结构中，从运算单元11输出的电压基准幅值V1*小于最小脉冲宽度确定的规定门槛值V1x时(V1*＜V1x)，1的方式信号M PWM从方式选择单元12输出而它大于门槛值V1x时(V1*≥V1x)，0的方式信号M PWM从方式选择单元12输出。方式信号M PWM为1时，变换装置选择单元18确认第一电压基准变换装置14作用且同时，调制频率Fc降至载频设定单元15a的设定频率的1/2。而且，方式信号M PWM为0时，确认第二电压基准变换装置13作用且从座标变换单元10输出的各相电压基准Vu*，Vv*，Vw*变换成Vu2*，Vv2*，Vw2*。
确认第一电压基准变换装置14作用时，极性切换频率Fpn确定的周期T1方波中的偏压加至各相电压基准Vu*，Vv*，Vw*，如图2所示，且变换后的电压基准Vu2*，Vv2*，Vw2*在周期T1正/负变换一次。载波Sc的周期T0根据调制频率Fc决定且是正常调制频率的2倍。图2所示的例子中，极性切换频率Fpn设为调制频率Fc的1/5。确认第二电压基准变换装置13作用时，载波Sc的周期T0切换至根据载频设定单元15a设定频率确定的正常调制周期且如上所述受抑制。
此实施例中，方式信号M PWM为1时，上述电压基准加上或减去规定偏压，且NPC逆变器4输出对应电压基准Vu*，Vv*，Vw*的光滑正弦波线电压，同时保证电压基准过零点附近的最小脉冲宽度。此时，调制频率降至正常电平的1/2且即使极性切换频率Fpn设为最大电平，它也低于正常调制频率Fc。输出频率通常在电压基准低的区域降低，谐波含有率也低且控制效率不降低。因此，即使极性切换频率Fpn设为高电平时，切换引起的功率损耗不高于正常电平且可有效抑制中性点电位。
而且，图1所示方式选择单元12为如此结构，切换方式时其具有滞后特性，电压基准V1*幅值小于最小脉冲宽度确定的规定门槛值V1x(V1*＜V1x)时方式信号M PwM设为1，而小值ΔV加至V1x(V1*≥V1x+ΔV)且NPC逆变器工作在最小脉冲宽度确定的规定值V1x附近的电压基准V1*幅值时方式信号M PWM设为0，从而可防止产生抖动并抑制方式切换引起的开关频率增加。
按上述本发明，可提供一种NPC逆变器控制系统，它能在电压基准幅值小于规定值的低压区域中抑制中性点电位的波动而不增加开关频率，其中的规定值由最小脉冲宽度确定。
本发明另一NPC逆变器系统实施例如图4所示。
图4所示的NPC逆变器系统结构中，33是有功电流校正单元，它从正侧DC电压Vdpf和负侧DC电压Vdnf的检测值中取得校正信号Iqc，且33由加法器34和高通滤波器35构成，加法器34将正侧DC电压Vdpf和负侧DC电压Vdnf的检测值相加得到所加值(Vdpf+Vdnf)，即DC电源20的PN间DC电压Vdpn，高通滤波器35在PN间的DC电压Vdpn脉动时，通过滤去脉动分量规定频率以下的、包括DC分量的低频范围，只输出高频范围作为校正信号Iqc。36是将校正信号Iqc与有功电流基准Iqr相加的加法器。其它所有部件与现有NPC逆变器系统中的结构相同。
上述结构中，与现有逆变器系统类似，根据有功电流基准Iqr和无功电流基准Idr，NPC逆变器系统23输出三相AC电流Iu，Iv，Iw，且若DC电源20的正与负侧DC电压Vdp与Vdn之间产生差值并检测电压差ΔVd，校正并控制AC电压基准Vu*，Vv*，Vw*，以便抑制中性点电位象现有NPC逆变器系统那样脉动。
而且，此实施例中，DC电源20的PN间DC电压Vdpr脉动时，滤去脉动分量规定频率以下的、包括DC分量的低频范围，高频范围的校正信号Iqc从有功电流校正单元33输出，并通过加法器36加至有功电流基准Iqr。结果，如果PN间的DC电压Vdpn脉动，校正并控制从NPC逆变器23输出的AC电流Iu，IV，Iw的有功电流分量，以便抑制电压脉动。例如，如果PN间的DC电压Vdpn向增加方向变化，则向增加方向校正有功电流分量，而如果DC电压Vdpn向降低方向变化，则向降低方向校正有功电流分量，结果，抑制DC电压Vdpn的脉动。
图5(a)是显示高通滤波器35特性的传递函数，35a是只通过某一频率下包括DC分量低频范围的传递块，该频率由输入信号的规定时间常数T确定，35b是减去通过传递块35a的输入信号低频范围的减法器，35c是放大器，它将减法器35b的输出信号变换成规定电平并输出作为校正信号Iqc。从上述结构看出，从输入信号Vdpn(PN间DC电压Vdpn的检测值)滤去规定时间常数T确定的频率以下的、包括DC分量的低频范围后，只有高频范围分量输出，作为校正信号Iqc。
按照此实施例，当DC电压脉动且调谐由负荷/输出频率的脉动引起DC电源20 LC滤波器谐振频率时，通过适当设定高通滤波器35a的时间常数T，可取得清除效果，有效抑制DC电压脉动，并改进作为DC电源操作的逆变器的电压控制响应，而不产生振荡现象。因此，当驱动滚轧机的马达用作负荷时，抑制马达控制输出转矩的脉动以及对滚轧效果的影响，且解决不利影响产品质量之类的问题。
图6显示本发明多个NPC逆变器系统的实施例。该实施例显示的是一种常用电源系统，它将从一个DC电源20输出的、具有中性点C的DC电压送至多个NPC逆变器231-23n，并将各AC电流送至马达(负荷)251-27n。
图6中，371-37n是根据各有功(转距)电流基准Iqr和无功(励磁)电流基准Idr控制NPC逆变器231-23n和马达(负荷)251-25n的控制单元，并装备加法器361-36n，将校正信号Iqc加至各有功电流基准Iqr1-Iqrn。
上述结构中，如果常用DC电源PN间的电压脉动，滤去脉动分量规定频率以下的、包括DC分量的低频范围的高频范围中的校正信号Iqc从有功电流校正单元33输出，加至转距电流基准Iqr1-Iqrn，且校正并控制从NPC逆变器231-23n输出的AC电流有功(转距)电流分量，以便抑制PN间的电压脉动。
该实施例中，NPC逆变器231-23n可独立工作，输出不同频率，DC电压可随各频率差和DC电源20的LC谐振频率间关系而脉动。以适当值设定有功电流校正单元33的高通滤波器35时间常数T，可抑制这种DC电压脉动。
本发明NPC逆变器系统另一实施例如图5(b)所示。该实施例除增加运算单元381-38n外，其它与图6所示实施例相同。
这些运算单元381-38n由其增益随有功电流基准Iqr1-Iqrn变化的放大器组成，并相对于从有功电流校正单元33输出的校正信号Iqc，输出以某一增益倍增的第二校正信号Iqc1-Iqcn，该增益反比于有功电流基准Iqr1-Iqrn的增加。以此第二校正信号校正送至各电流控制装置的各有功电流基准，以便抑制DC电压脉动。
图5(c)是运算单元381-38n的增益特性并显示增益与有功电流基准Iqr1-Iqrn大小(绝对值)变化的关系。
特性C1对应有功电流基准Iqr1-Iqrn大小(绝对值)的增加而减小运算单元381-38n的增益，并使增益在规定的有功电流基准Iqrx处为零。
特性C2在有功电流基准Iqr1-Iqrn大小(绝对值)小于规定值Iqrx时，保持增益为恒定值，而超过Iqrx时为零。
对应这些实施例，通过常用电源系统的多个NPC逆变器231-23n，将AC电流加至马达(负荷)251-25n时，第二校正信号Iqc只送至正在提供低于规定有功电流基准Iqrx的有功电流分量的NPC逆变器，而不送至正在提供高于规定有功电流基准Iqrx的有功电流分量的NPC逆变器，这样，通过轻负荷NPC逆变器(包括无负荷)可抑制DC电压的脉动分量。所以，抑制电压脉动时，如果DC电压由于DC电源LC滤波器的谐振而振荡，通过具有剩余输出电流的NPC逆变器，不加第二校正信号Iqc给正在提供AC电流给具有滚轧负荷的马达(负荷)的NPC逆变器，这样进行校正与控制，同时观察每一NPC逆变器的工作状态，消除对滚轧效果的不利影响。
上述描述中，说明了通过将正侧DC电压Vdpf的检测值与负侧DC电压Vdf的检测值相加，得到DC电源20PN间DC电压的例子。使用电压检测器直接检测PN间的DC电压，也可类似得到PN间DC电压。
按照本发明，通过检测DC电压的脉动分量，可校正并控制AC输出电流的有功电流分量，以便抑制脉动电压，通过抑制DC电源LC谐振引起的DC电压振荡现象，使DC电压稳定，并提供具有改进控制性能的NPC逆变器系统。
适用本发明图1，4和6的NPC逆变器实施例如图7所示。图7中，50a，50b是短路开关元件，它响应短路指令Sc接ON，51a和51b是连至电容器42，43的电抗器，60是检测流过中性点C与逆变器单元46之间的瞬时电流的电流互感器，70是控制单元，当所检测的电流Ic超过规定值时，该控制单元输出短路指令Sc和停止指令RCB。其它所有元件与现有NPC逆变器(图12)相同并使用相同的标记。而且，此实施例中，在逆变器单元46的DC输入P与N侧设有电抗器52a，52b，用于限制流过串联的开关元件S1-S4(Su1-Su4，Sv1-Sv4，Sw1-Sw4)的电流变换速率。NPC逆变器可如此构造，电抗器可与各相串联的开关元件S1-S4串联。
上述结构中，通过电流互感器60检测流过中性点C的瞬时电流，该检测电流Ic的大小(绝对值)和极性一直由控制单元70监视。如果短路电流流至正侧或负侧开关元件，从电流互感器60输出大小与短路电流成比例的正极或负极检测电流Ic，并且如果其大小超过规定值，则控制单元70输出短路电流指令Sc，将短路电流开关元件50a或50b接至ON。同时，停止逆变器单元46的PWM控制，且各相开关元件S1-S3或S2-S4接至ON。因此，短路电流分支至电抗器51a与52a或电抗器51b与52b，且流过产生短路相中开关元件的电流由各相开关元件分担并减小。由于分支比由电抗器51a与52a或电抗器51b与52b的阻抗比确定，通过确定电抗器的阻抗比以便将流过正或负侧开关元件的短路电流限制在允许电流内，可防止损坏开关元件。
输出短路电流指令的同时，控制单元70还输出停止指令RCB，停止整流器40的工作，因此，大多数短路电流成为电容器42或43累积电荷(储能)的放电电流。由于此放电电流流过电容器42和电抗器51a，52a的电路或电容器43和电抗器51b，52b的电路，成为由其谐振频率确定的振荡波电流，且电容器42或43的累积电荷(储能)移至电抗器51a和52a或电抗器51b和52b成为磁能，当电压为零时，电容器的累积电荷成为零，放电电流最大且磁能最大。从此时刻起，磁能放电产生的放电电流继续流动，电容器42或43反极性充电，并在磁能为零且电流为零时，短路开关元件50a或50b接OFF，同时，保持在ON的逆变器单元46的开关元件接OFF。而且，从此时刻起，电容器42或43的电压极性进入反向状态。因此，从此时刻起，来自电容器42或43的放电电流反向流动，通过中性点箝位二极管D1或D2(Du1或Du2，Dv1或Dv2，Dw1或Dw2)和与逆变器46各相中开关元件S1或S4反向并联的二极管，以及电抗器52a或52b。在此情况下，放电电路的谐振频率稍微变低，振荡电流高峰值周期变长，且半个周期后振荡电流为零，电容器42或43的电压恢复至原极性。
图8显示逆变器单元46的U相正侧开关元件处发生短路故障时的工作例子。现在，如果进行PWM控制，在开关元件Su2保持ON的状态下，开关元件Su1和Su3转换ON/OFF，在时刻t1，利用从ON状态转换至OFF的开关元件Su1，开关元件Su3转换ON，而开关元件Su1转换OFF失败且开关元件Su3转换ON，DC电源P与C间的电路通过电抗器52a，开关元件Su1，Su2，Su3以及中性点箝位二极管Du2而短路，且放电电流Is流出电容器42，成为短路电流。通过电流互感器60检测此放电电流，作为正极检测电流Ic。如果此放电电流Is的大小(绝对值)超过规定电流Io，控制单元70根据放电电流Is的极性判断短路状态中的正侧臂，输出短路指令Sc，转换短路开关元件50a至ON，并暂停PWM控制，转换各相中的开关元件Su1-Su3，Sv1-Sv3，Sw1-Sw3至ON。结果，放电电流分支至电抗器51a和52a，并流过其成为振荡电流，半个谐振周期后，电流变为零。在时刻t2处，短路开关元件50a和各相中的开关元件Su1-Su3，Sv1-Sv3，Sw1-Sw3均转换至OFF。在时刻t1至t2的周期内，电容器42的电压Vc1极性反转。从时刻t2开始，由于电容器42的反向电压Vc1，使放电电流反向流动，从电容器42经各相中的中性点箝位二极管Du1，Dv1，Dw1和与开关元件Su1，Sv1，Sw1反向并联的二极管，以及电抗器52a。由于此放电电流只流过电抗器52a，放电电路的谐振频率稍微降低，振荡电流低峰值周期变长，且在半个周期后的时刻t3处，电流为零而电容器42的电压Vc1恢复至原极性。此时，正半周短路电流分离流过开关元件Su1-Su3，Sv1-Sv3，Sw1-Sw3和各相中的中性点箝位二极管Du2，Dv2，Dw2，并可将流过开关元件的短路电流限制在允许范围内，通过以适当值设定电抗器51a与52a的阻抗比，保护开关元件。
当短路故障发生在逆变器单元46 U相中的负侧开关元件上时，放电电流从电容器43流出，经过中性点箝位二极管Du1，Dv1，Dw1，开关元件Su2-Su4，Sv2-Sv4，Sw2-Sw4和电抗器52b，从电流互感器60检测负极检测电流Ic，且控制单元70输出短路指令Sc，转换短路开关元件50b至ON，以上述相同方式进行保护工作。
本发明NPC逆变器的另一实施例如图9所示。该实施例中，提供电流互感器60u，60v，60w检测流入/出逆变器单元46各相u，v，w中性点的电流，并通过这些检测电流Icu，Icv，Icw，使控制单元70具有检测和显示发生短路故障相的功能。此实施例中，如果故障发生在引起DC电压P与C或N与C之间短路的任一相，短路电流流过对应相的电流互感器，并与上述方法类似，进行保护工作。而且，控制单元70监视检测电流Icu，Icv，Icw，根据首次超过规定电流Io的检测电流和该检测电流的极性，判断发生短路故障的相，判断并显示短路臂是正侧或负侧。
按照此实施例，可方便地检测发生短路故障的开关元件并提高可维护性。
上述实施例中，描述了通过检测中性点电流，进行NPC逆变器保护工作的例子。也可使用电流检测器检测电容器42，43的放电电流，进行此工作。而且，用一个例子描述了工作在正极性侧或负极性侧的短路开关元件。在P与N间电路短路的情况下，当使用上述电流检测器操作两极性侧短路开关元件时，可类似工作并取得同样效果。
而且，虽然以上描述了一种NPC逆变器，它使用两套串联电容器，取得具有中性点的DC电压，并通过3层电位的PWM控制取得AC电压，但是本发明的保护技术也可用于这种逆变器，它通过2N套串联电容器多级分割正极P与中性点C之间和负极N与中性点C之间的DC电压，以及大于3层的多层电位PWM控制，获得AC电压。
根据本发明的NPC逆变器，由于NPC逆变器上发生短路故障时，可不用熔断器保护开关元件，以避开短路，因此不必周期性更换熔断器，且可提供一种维护方便，经济效益高且短路保护可靠性高的NPC逆变器系统。
权利要求
1.一种NPC逆变器控制系统，由输出具有中性点的DC电压的DC电源和具有将DC电压变换为AC电压的PWM控制装置的NPC逆变器组成，其特征在于方式选择装置，用于将电压基准幅值与最小脉冲宽度确定的规定值相比较，并根据比较结果确定第一和第二PWM方式；第一电压基准变换装置，用于将确保最小脉冲宽度的固定周期内极性变至正/负处最小脉冲宽度所确定的规定偏压值加至第一PWM方式中的电压基准；第二电压基准变换装置，当一相中的电压基准小于其它相最小脉冲宽度基准所确定的规定值时，固定一相中的电压基准至确保最小脉冲宽度的值，以便使线电压对应电压基准；以及调制频率切换装置，用于在第一PWM方式中降低PWM控制装置的调制频率。
2.如权利要求1的NPC逆变器控制系统，其特征在于，当电压基准的幅值小于最小脉冲宽度确定的规定值时，方式选择装置确定方式为第一PWM方式，而当电压基准的幅值高于规定值时，方式选择装置确定方式为第二方式，且切换方式时具有滞后特性。
3.一种NPC逆变器控制系统，由输出具有中性点的DC电压的DC电源和具有将DC电压变换为AC电压的PWM控制装置的NPC逆变器组成，其特征在于电流控制装置，用于将有功电流基准和无功电流基准与有功电流分量和无功电流分量的检测值相比较，并控制NPC逆变器，以便减小电流偏差；以及校正装置，用于在超过DC电压规定频率的区域中，输出脉动分量，作为校正信号，并校正有功电流基准，以便通过校正信号抑制DC电压的脉动。
4.一种NPC逆变器控制系统，由输出具有中性点的DC电压的DC电源和将DC电压变换为AC电压的多个NPC逆变器组成，其特征在于多个电流控制装置，用于将有功电流基准和无功电流基准与有功电流分量和无功电流分量的检测值相比较，并控制NPC逆变器，以便减小电流偏差；以及校正装置，用于在超过DC电压规定频率的区域中，输出脉动分量，作为校正信号，并校正各有功电流基准，以便通过校正信号抑制DC电压的脉动。
5.如权利要求4的NPC逆变器控制系统，其特征在于，计算装置根据校正信号和有功电流基准，提供与有功电流基准的增加成比例减小的第二校正信号，并通过此第二校正信号校正各有功电流基准，以便抑制DC电压的脉动。
6.如权利要求5的NPC逆变器控制系统，其特征在于，计算装置输出倍增于固定增益的第二校正信号，直至有功电流基准超过第一规定值，并在有功电流基准超过第二规定值时使第二校正信号为零。
7.一种NPC逆变器控制系统，由利用正和负极输出具有中性点的DC电压的DC电源和将DC电压变换为AC电压的NPC逆变器组成，该NPC逆变器中性点连至DC电源的正和负极，其特征在于第一和第二分支装置具有设在DC电源正和负极侧与NPC逆变器中性点之间的开关元件；以及控制装置，在NPC逆变器短路时将第一和第二分支装置的开关元件接通。
8.如权利要求7的NPC逆变器控制系统，其特征在于，根据DC电源中性点和NPC逆变器的中性点之间的电流流动方向，用于有选择地接通第一或第二分支装置的开关元件的选择装置超过规定值。
全文摘要
本发明提供一种NPC逆变器控制系统。装有输出具有中性点的DC电压的DC电源；通过PWM控制将DC电压变换为三相AC电压的NPC逆变器；通过将电压基准幅值与规定值相比较而确定第一和第二PWM方式的方式选择装置；第一电压基准变换装置；第二电压基准变换装置，以及调制频率切换装置，用于在第一PWM方式中降低PWM控制调制频率，并通过第一PWM方式中的开关抑制功率损耗。
文档编号H02M7/48GK1163506SQ9612132
公开日1997年10月29日 申请日期1996年12月19日 优先权日1995年12月19日
发明者宫崎圣, 多多良真司, 市川耕作 申请人:株式会社东芝