具有减小的浪涌电流及故障保护的切换式电容器dc-dc转换器的制造方法
【专利说明】具有减小的浪涌电流及故障保护的切换式电容器DC-DC转换器
[0001]相关串请案交叉参考
[0002]本申请案主张对张金东(Jindong Zhang)等人于2014年I月17日申请的以引用方式并入本文中的第61/928，745号美国临时申请案的优先权。
技术领域
[0003]本发明涉及DC/DC转换器，且特定来说涉及一种具有电流限制电路及故障保护电路的切换式电容器DC/DC转换器。
【背景技术】
[0004]也称为电荷泵的切换式电容器网络通常用以对输入电压Vin进行倍增或分压。输出电压Vout与Vin成比例，例如2X、3X、1/2X、1/3X等。连接到Vout的负载可为常规电阻型负载、电压调节器(例如，降压转换器)或任何其它类型的负载。
[0005]关于此类切换式电容器DC/DC转换器的一个问题是输入电压直接耦合到电容器。在系统的启动后，当首先施加Vin时，到电容器中的浪涌电流在达到稳态之前可因低阻抗互连而容易地在几纳秒内超过1000A。这对设计强加了各种约束及风险。
[0006]图1图解说明输出为输入电压Vin的大致一半的电压Vout的常规2: I切换式电容器转换器10。在稳态操作期间，切换FET Q1-Q4，如图2中所展示，以循环地将称为飞跨电容器的电容器C2充电及放电。展示了所述FET的本体二极管。当跨越电容器Cl连接时重复地将电容器C2充电到Vin/2，且当跨越电容器C3连接时将电荷转移到电容器C3 (及负载12) ο电容器Cl及C3在启动时最初由Vin充电，其中Cl与C3的节点处于Vin/2。通常，电容器由于其大的尺寸而连接在任何控制器封装外部。如果电流为高的，那么开关Q1-Q4也可在封装外部。输入电压Vin直接连接到FET Ql及电容器Cl的顶部端子。
[0007]2: I切换式电容器转换器可在无电容器Cl的情况下恰当地操作。在此情况中，当FET Ql及Q3接通时，电容器C2及C3串联地由Vin充电。当FET Q2及Q4接通时，电容器C2及C3为并联的。这迫使电容器C2及C3电压彼此极为接近，处于大约Vin/2。
[0008]图3图解说明在Vin电力供应于时间TO通电后当电容器C1-C3具有零初始电压时，浪涌电流可如何容易地超过1000A(取决于路径中的任何寄生电阻)。高电流可仅持续小于I微秒，但可容易地超过FET的安全操作电流且在设计中需要加以考虑。输出电压Vout仅在电容器Cl、C2及C3被完全充电且如图2中所展示而控制开关Q1-Q4之后达到其稳态电压。Vout波形展示在浪涌电流之后的某一振铃。
[0009]在故障条件(例如电容器C3变为短路)中，由于切换式电容器电路中不存在限制电流的电感器，因此输入浪涌电流可快速升高到极高的电平，从而导致FET失效及系统损坏。
[0010]需要一种用于控制其中浪涌电流减小的切换式电容器DC/DC转换器的完整电路。所述电路还应在操作期间检测故障且采取适当的安全措施。
【发明内容】
[0011 ] 在优选实施例中，用于切换式电容器DC/DC转换器的开关控制器电路装纳在与电流限制电路及故障检测电路相同的封装中。并非将输入电压直接连接到切换式电容器转换器，而是将输入电压连接到控制输入引线与电容器之间的串联FET的电流限制电路。当在启动期间或在稳态期间检测到故障时，所述FET还充当保护FET。在启动及稳态期间使用不同的故障检测技术。
[0012]在启动后，连接于反馈回路中的串联FET即刻将浪涌电流限制于受控制最大值，同时切换式电容器转换器的输出电压Vout在预计时间限制内斜升到其稳态Vout。当浪涌电流低于电流限制阈值时，串联FET完全接通以将全输入电压供应到切换式电容器转换器。
[0013]故障检测电路包含对浪涌电流的持续时间进行计时的计时器。如果持续时间在第一阈值时间之外，那么系统关断串联FET并发出故障信号。此外，在启动阶段期间，如果Vout在第一阈值时间内不处于目标电压范围内，那么系统关断串联FET并发出故障信号。
[0014]另一电路在稳态操作期间检测故障。如果在稳态操作期间转换器的输出电压Vout在上阈值电压及下阈值电压的范围之外达多于第二阈值时间，那么发生输出电压故障，且关断串联FET。系统接着发出故障信号。上阈值电压及下阈值电压分别以小的正或负偏移系结到Vin/N (其中N等于目标Vin/Vout)。此外，在稳态操作期间，输入电流达到电流限制达长于第二阈值时间，那么关断串联FET且发出故障信号。所述第一阈值时间可不同于所述第二阈值时间。
[0015]电容器开关可在封装内部或外部，此取决于所述开关的电流要求。
[0016]切换式电容器转换器可对输入电压进行倍增或分压。连接到转换器的输出的负载可为电阻负载、电压调节器或任何其它类型的负载。
[0017]本发明描述了各种实施例。
【附图说明】
[0018]图1图解说明常规切换式电容器DC/DC转换器。
[0019]图2图解说明施加到图1中的开关的信号。
[0020]图3图解说明在启动时在图1的转换器中产生的各种波形。
[0021]图4图解说明发明性电路的尚级不意图。
[0022]图5图解说明在启动时图4的电路内的各种波形。
[0023]图6更详细地图解说明图4的经封装电路。
[0024]图7A是识别由图6的电路在启动阶段期间执行的步骤的流程图。
[0025]图7B是识别由图6的电路在稳态期间执行的步骤的流程图。
[0026]图8图解说明电容器网络的负载可如何作为降压转换器。
[0027]图9图解说明电容器网络可如何经连接以对输入电压进行倍增。
[0028]以相同编号标记相同或等效的元件。
【具体实施方式】
[0029]图4图解说明含有图1的切换式电容器转换器10的发明性电路的高级示意图。在一个实施例中，除图1中的电容器C1-C3之外的整个电路均在具有用于连接到印刷电路板的引线的单个封装14内。
[0030]封装14的输入电压Vinl端子16耦合到电力供应及串联晶体管(例如FET 18)的第一端子。FET 18的第二端子耦合到切换式电容器转换器10的输入且将输入电压Vin2施加到转换器10。Vin2将耦合到图1中的电容器Cl的顶部端子。滤波器电容器20耦合到FET 18的第二端子。
[0031]在操作期间，例如借助低值串联感测电阻器感测输入电流Iin，且将对应于Iin的信号施加到电流浪涌控制器22。控制器22在启动期间驱动FET 18的栅极使得Iin处于可设定电流限制。控制器22使Iin维持处于电流限制直到转换器10中的所有电容器被实质上完全充电为止。此时，Iin将变为低于电流限制，且控制器22增加FET 18的栅极电压直到FET 18完全导通为止。此时，Vin2将大致等于Vinl，且稳态操作可开始。
[0032]图5图解说明在启动时图4的电路内的各种波形，假定Vinl为48V。如所展示，存在Iin的快速斜升直到达到电流限制(例如3-10X稳态电流)为止。Iin保持处于电流限制直到电容器被完全充电为止。尽管Iin受到限制，但Vin2斜升直到其处于大约48V的稳态电压为止。同时，转换器10开关(图1中的Q1-Q4)经控制以使输出电压Vout斜升到大致24V，假定转换器为(Vinl)/2分压器。
[0033]随着电流限制的时间一起检测输出电压Vout。如果电流限制花费长于阈值时间(时间I)或如果Vout在某一范围(在Vhigh与Vlow之间)超出阈值时间(时间I)，那么电路块24假定故障，且控制器22将FET 18关闭并产生故障报告信号。
[0034]如果在启动阶段期间不存在故障，那么电路块24继续控制开关Q1_Q4(图1及2)以产生大致(Vinl)/2的输出电压Vout以实现操作稳态。
[0035]图6更详细地图解说明图4的电路的一个实施例。将参考图7A及7B的流程图描述图6的电路的操作。
[0036]在图7A的步骤30中，系统由产生Vinl的电力供应启动。
[0037]到转换器10中的电流流动穿过低值串联电阻器32及FET 18(或其它类型的晶体管或可控制导体)。跨越电阻器32的电压由比较器34检测。偏移电压Vlim由电压源36产生。当跨越电阻器32的电压超过Vlim时，比较器34产生逻辑1，从而指示输入电流Iin处于或高于电流限制阈值。
[0038]比较器34的输出经由栅极驱动器38控制到FET 18的栅极驱动电压。驱动器38产生足以使电流传导穿过FET 18的栅极电压使得到比较器34中的输入不超过跳脱阈值。因此，在启动时，用以将电容器C1、C2、C3及20充电的浪涌电流处于电流限制阈值(图7中的步骤40)。还通过检测到输入电流处于电流限制而使第一计时器起动，如下文所描述。电容器42以及电阻器43及44防止振荡。栅极驱动器38包含电平移位器及逻辑。
[0039]由于输入电流受到限制，因此电容器C1、C2、C3及20将以与在不存在电流限制的情况下相比慢得多的速率充电。这在图5中由Iin处于受限值且Vin2以相对慢的速率斜升到48V (通过各种电容器充电)展示。
[0040]在Vin2的斜升期间，切换转换器10，如关于图1及2所描述。
[0041]经分压Vout作为Vfb反馈到比较器64及66。高阈值电压值Vhigh施加到比较器64，且低阈值Vlow施加到比较器66。N为目标切换式电容器电路转换比率，S卩，N等于Vm/VQUT。Vhigh阈值被设定为1/N Vinl加上正的Vinl偏移，然后除以Vout被分压的相同百分比。Vlow阈值被设定为1/N Vinl减去y% Vinl偏移，然后除以Vout被分压的相同百分比。简单电阻网络及连接到Vinl的电荷泵电路67可用以产生Vhigh及Vlow。因此，Vhigh及Vlow遵循