一种提高单相全桥逆变电源电流内环控制增益的方法
【技术领域】
[0001] 本发明属于逆变电源控制技术领域，具体涉及一种提高单相全桥逆变电源电流内 环控制增益的方法。
【背景技术】
[0002] 逆变电路可实现直流电能到交流电能的变换，已被广泛地应用于电力系统、家用 电器、交通运输、工业电源和航空航天等领域。将逆变技术应用于照明系统节能，既可以利 用绿色能源（太阳能和风能等），减少对环境的污染；同时也可以节约电量，提高能源效率。 针对单相逆变器的控制策略被相继提出，并且得到了深入的发展与广泛的应用。
[0003] 目前，较为成熟、控制效果较好的单相逆变器控制方案有以下几种：电压单环PID 控制、重复控制、无差拍控制、"电压、电流"双环控制等。其中：电压单环PID控制方法存在 跟踪正弦波形不精确，易受非线性负载影响造成电压、电流畸变等不利因素；重复控制利用 扰动的重复性随基波周期地修正输出电压，能够获得很高的稳态精度，但由于重复控制的 前向通道串联了一个周期延迟环节，导致重复控制器需延迟一个基波周期才对系统产生调 节作用，其动态特性较差；无差拍控制需要精确的数学模型，抑制随机的负载扰动存在一定 的困难；"电压、电流"双环控制是高性能逆变电源的发展方向之一，电流内环普遍采用滤波 电感电流或滤波电容电流控制，电压外环常用的PI控制，虽然可以做到"电流内环相应速 度快，带负载能力强，电压外环算法简单、可靠性高"等优点，但存在电压外环稳态误差受电 流内环增益限制影响系统稳态性能，电流内环增益小影响系统快速性等问题。
【发明内容】
[0004] 本发明的目的是提供一种提高单相全桥逆变电源电流内环控制增益的方法，解决 了现有技术中电压外环稳态误差受电流内环增益限制、电流内环增益小，非线性负载影响 造成电压、电流畸变的问题。
[0005] 本发明所采用的技术方案是，一种提高单相全桥逆变电源电流内环控制增益的方 法，单相全桥逆变电源的给定电压Vtof与负载输出电压V。负反馈运算后经电压外环比例调 节器，电压外环比例调节器的输出作为电容电流给定值i&rf，电容电流给定值1&#和电容电 流通过电容电流预测控制函数f(Vd。，V。，Ts，ic，L)计算出各个开关管的占空比，经过PWM 调制产生驱动波形控制单相全桥逆变电源；各个开关管的占空比经过直流输入电压Vd。得 到单相全桥逆变电源侧的输出电压VD，单相全桥逆变电源侧的输出电压VD与负载输出电压 V。负反馈运算得到电感电压Vy电感电压'经过电感数学模型积分处理得到电感电流U， 电感电流L负载电流i。负反馈运算得到电容电流ic，电容电流、经过电容数学模型积分 处理得到负载输出电压V。。
[0006] 本发明的特点还在于：
[0007] 电压外环比例调节器的电压外环比例调节系数心=>，其中，C为单相全桥逆变 x i1 电源中的电容值，Ts为采样周期。
[0008] 电感数学模型积分为，其中，L为单相全桥逆变电源中的电感值。 Ls + \
[0009] 电容数学模型积分为7T，其中，C为单相全桥逆变电源中的电容值。 Ls
[0010] 电容电流给定值itof和电容电流ic通过电容电流预测控制函数f(vd。，V。，Ts，ic，L) 计算出各个开关管的占空比，经过PWM调制产生驱动波形控制单相全桥逆变电源，具体步 骤为：
[0011] 步骤1、在单相全桥逆变电源的电路中的（n-l)Ts时刻采样中断，得到（11-1)1^时 亥IJ的电容电流值ic (n-1)、直流输入电压值Vd。、负载输出电压V。、(n-1)Ts周期内第一开关管 S1 的占空KDjn-l)，
[0012] 其中，Ts为开关周期；
[0013] 步骤2、通过公式（1)计算nTs时刻的电容电流的预测值/(.(/7):
[0014]
(1)
[0015] 其中，L为单相全桥逆变电源中的电感值；
[0016] 步骤3、判断/(.,.,./.(/，)4.(") +；^(匕飞）是否成立，如果成立，则1^周期内第一开 关管S1的占空比Dsl(n)、第四开关管S4的占空比Ds4(n)为Dsl(n) =Ds4(n) = 1，nTs周期 内第二开关管S2的占空比DS2 (n)、第三开关管S3的占空比DS3 (n)与第一开关管S1、第四开 关管S4的占空比互补为DS2(n) =DS3(n) = 0,转到步骤7 ;如果不成立，则转到步骤4 ; _7] 步骤4、判断/(.,.,?4.(")-|(匕_ +匕）是否成立，如果成立，则印周期内第一开 关管S1的占空比Dsl(n)、第四开关管S4的占空比Ds4(n)为Dsl(n) =Ds4(n) =0，nTs周期 内第二开关管S2的占空比DS2(n)、第三开关管S3的占空比DS3(n)为DS2(n) =DS3(n) = 1， 转到步骤7 ;如果不成立，则转到步骤5 ;
[0018] 步骤5、将nTs时刻电容电流给定值i(n)赋值给期内电容电流平均值 孓("），即：
[0019] I-(/?) = /； ",(//) (2)
[0020] 通过公式⑴中得到的电容电流的预测值/(⑷计算nTs周期内第一开关管S1的 占空比Di(n)即电容电流预测控制函数f(Vd。，V。，Ts，ic，L)为：
[0021]
[0022] 步骤6、根据公式（4)计算经过中值处理后的第一开关管SI的占空比Dsl(n):
[0023]
- (4)
[0024] 其中，为nTs周期内稳态时第一开关管S1的占空比；
[0025] 经过中值处理后的第四开关管S4的占空比Ds4(n) =Dsl(n);
[0026] 经过中值处理后的第二开关管S2的占空比、第三开关管S3的占空比DS2(n)= DS3(n) =l-Dsl(n)；
[0027] 步骤7、产生占空比为Dsl(n)的PWM波来控制第一开关管S1，产生占空比为DS2(n) 的PWM波来控制第二开关管S2,产生占空比为DS3 (n)的PWM波来控制第三开关管S3,产生 占空比为Ds4(n)的PWM波来控制第四开关管S4。
[0028] 得到步骤5中公式（3)的具体过程为：
[0029] 印周期内，nTs时刻的电容电流ic (n)增加到电容电流在nTs阶段内峰值的增量 Aic+ (n)为：
[0030]
(5)
[0031] 1^时刻的电容电流ie(n)增加到电容电流在nTsM段内峰值的平均值为（.（/〇 为：
[0032] (6)
[0033] 电容电流在nTs阶段内峰值减小到（n+l)Ts时刻的电容电流ic(n+l)的变化量 Aic_ (n)为：
[0034]
C7)
[0035] 电容电流在nTs阶段内峰值减小到（n+l)Ts时刻的电容电流ic(n+l)的平均值 孓（")为：
[0036]
(8)
[0037] 将公式（5)、（7)代入公式（8)整理得：
[0038]
(9)
[0039] 电容电流在nTsM段内的平均值（（")为：
[0040]
(10)
[0041] 将公式（6)、（9)代入公式（10)整理得：
[0042]
(11)
[0043] 保证式（11)中口土）有实数解，且D,(n)e[0，1]，得到如下关系式：
[0044]
(12)
[0045] 在式（12)的条件下，根据式（11)得到Djn)在印阶段的值，解即为：
[0046]
( 13)〇
[0047] 单相全桥逆变电源的电路包括直流输入电压Vd。，直流输入电压Vd。的正极分别连 接有第一开关管S1的集电极、第三开关管S3的集电极，直流输入电压Vd。的负极分别连接 有第二开关管S2的发射极、第四开关管S4的发射极，第一开关管S1的发射极分别连接第 二开关管S2的集电极、电感L的一端，电感L的另一端连接电容C的一端，电容C的另一端 分别连接第三开关管S3的发射极、第四开关管S4的集电极，电容C的两端还并联有负载。
[0048] 第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4均为携带反并联二 极管或具有反并联二极管特性的可关断功率开关器件。
[0049] 本发明的有益效果是：①本发明一种提高单相全桥逆变电源电流内环控制增益的 方法，电压外环采用比例控制器实现简单，且电压外环稳态误差不受电流内环增益限制；② 本发明一种提高单相全桥逆变电源电流内环控制增益的方法，电流内环采用电容电流预测 控制，使电流环的增益增大；③本发明一种提高单相全桥逆变电源电流内环控制增益的方 法，有效抑制了非线性负载等影响造成电压、电流畸变，控制效果良好。
【附图说明】
[0050] 图1是本发明中单相全桥逆变电源的电路图；
[0051] 图2是本发明中单相并网逆变电源电流内环预测控制电容电流变化趋势图和PWM 波生成图；
[0052] 图3是本发明中电流内环预测控制计算各个开关管的占空比的流程图；
[0053] 图4是本发明中单相全桥逆变电源电压、电流双环控制拓扑图。
【具体实施方式】
[0054] 下面结合附图和【具体实施方式】对本发明进行详细说明。
[0055] 本发明中单相全桥逆变电源的电路图，如图1所示，包括直流输入电压Vd。，直流输 入电压Vd。的正极分别连接有第一开关管S1的集电极、第三开关管S3的集电极，直流输入 电压Vd。的负极分别连接有第二开关管S2的发射极、第四开关管S4的发射极，第一开关管 S1的发射极分别连接第二开关管S2的集电极、电感L的一端，电感L的另一端连接电容C 的一端，电容C的另一端分别连接第三开关管S3的发射极、第四开关管S4的集电极，电容 C的两端还并联有负载。
[0056] 其中，第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4均为携带反并 联二极管或具有反并联二极管特性的可关断功率开关器件。
[0057] 图2为单相并网逆变电源电流内环预测控制电容电流变化趋势图和PWM波生成 图，其中图2(&)为相邻两个周期的电容电流变化趋势图，1为采样周期，込(11-1)、、(11)、 ic(n+l)分别为（n-l)Ts、nTs、（n+l)Ts时亥IJ电容电流的采样值；图2(b)为通过"预测值"得 到的第一开关管S1、第四开关管S4的驱动信号GS1和Gs4的波形，（n-l)TsM段的第一开关 管S1、第四开关管S4的驱动信号为Djn-DLnTs阶段的第一开关管S1、第四开关管S4的 驱动信号为Di(n)Ts;图2 (c)为第二开关管S2、第三开关管S3的驱动信号GS2和GS3的波形， 其与第一开关管S1、第四开关管S4的驱动波形互补。
[0058] 印周期内，nTs时刻的电容电流ic (n)增加到电容电流在nTs阶段内峰值的增量Aic+ (n)为：
[0076] 如图3所示为电流内环预测控制计算各个开关管的占空比的流程图，具体步骤 为：
[0077] 步骤1、在单相全桥逆变电源的电路中的（n_l)Ts时刻采样中断，得到（n-l)Tjt 亥IJ的电容电流值ic (n-1)、直流输入电压值Vd。、负载输出电压V。、(n-1)Ts周期内第一开关管S1 的占空K