功率因数校正电路的制作方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及一种功率因数校正电路。
【背景技术】
[0002] 作为所谓升压型功率因数校正电路的现有的功率因数校正电路100如图1所示， 其中整流桥101将交流输入电压转换成直流电压，并且通过升压电路升压到比输入电压高 的适当的电压。在该功率因数校正电路100中，当开关元件导通时，电流流经2个二极管和 1个MOS管。当开关元件关断时，电流流经3个二极管。由于通过桥式整流器，所以最低限 度也要通过2个二极管，二极管导通时的损失能量对于电源全体的转换效率来说是不能忽 视的。
[0003] 另外，电源接入时浪涌电流较大会成为问题，因此需要抑制浪涌电流的手段。如图 1的箭头所示，即使MOS管关断，由于电流流过电容值较大的电解电容，也会产生较大的浪 涌电流。因此，输出短路时的保护也是必要的。传统的浪涌电流防止电路如图2所示，在负 载的前端加上电阻104与受控开关103并联的结构。在电网电源接入时，使受控开关103 关断，从而使与该受控开关103并联的电阻104吸收浪涌电流。经过规定时间（例如几十 毫秒）后，使受控开关103导通，从而开始功率校正电路100的正常工作。但是，这样的电 路结构需要额外的受控开关103和控制该受控开关103的控制电路，造成了电路结构的复 杂化。
[0004] 另外，如图3所示的功率因数校正电路200中，输入的交流电流的正周期在通过二 极管201的路径中流通，开关元件203进行开关动作。输入的交流电流的负周期在通过二 极管202的路径中流通，开关元件204进行开关动作。无论是在输入的交流电为正周期还 是负周期的流通路径中，均采用升压型的转换器的形式，经过的二极管数量减少一个，从而 转换效率较高。但是，该电路中的共模噪声较大，而且，电网电压接入时浪涌电流及输出端 短路时的安全性问题仍然存在（参照US6738274)。
【发明内容】
[0005] 本发明是为了解决上述技术问题而作成的，其目的在于：提供一种能够减少整流 桥损耗、并且防止浪涌电流的功率因数校正电路。
[0006] 本发明的功率因数校正电路，其特征在于，具备：第1电感，连接于所述交流电源 的一端；以及双向开关元件，连接于所述第1电感的另一端和所述交流电源的另一端之间， 所述第1电感与负载之间，并联连接有多个电容，所述功率因数校正电路还具备：第2电感 和第3电感；以及第1整流元件和第2整流元件，所述多个电容包括第1电容和第2电容； 所述第1电容的一端连接于所述第1电感的另一端以及所述双向开关元件的一端，所述第1 电容的另一端连接于所述第2电感的一端以及所述第1整流元件的一端，所述第2电感的 另一端与所述交流电源的所述另一端连接，所述第2电容的一端与所述第1电容相同地连 接于所述第1电感的另一端以及所述双向开关元件的一端，所述第2电容的另一端连接于 所述第3电感的一端以及所述第2整流元件的一端，所述第2整流元件的另一端与所述交 流电源的所述另一端连接，所述第1整流元件的另一端以及所述第3电感的另一端共同连 接于所述负载的一端，所述第2整流元件的另一端与所述第2电感的另一端共同连接于所 述负载的另一端。
[0007] 根据上述本发明的功率因数校正电路，能够在减少二极管损耗的同时，能够防止 浪涌电流。
[0008] 另外，本发明的功率因数校正电路中，可选地，所述双向开关元件包括：第1开关 元件，连接于所述第1电感的另一端侧；以及第2开关元件，具有与所述第1开关元件串 联且极性相反地连接的一端，和与所述交流电源的另一端连接的另一端。由此，能够使用 MOS-FET作为各个开关元件，在减少二极管损耗的同时，能够防止浪涌电流。
[0009] 另外，本发明的功率因数校正电路中，可选地，所述第1开关元件和所述第2开关 元件为M0S-FET。由此，能够制成功耗低的功率因数校正电路。
[0010] 另外，本发明的功率因数校正电路中，所述第1电感、所述第2电感以及所述第3 电感中的至少两者以上互相电磁耦合。由此，能够节省线圈材料和元件个数，并能够减小体 积。
[0011] 另外，本发明的另一个目的在于提供一种电源装置，其特征在于，具备将来自交流 电源的交流输入整流而输出直流电压的上述任意一种功率因数校正电路。
[0012] 发明的效果
[0013] 根据本发明的功率因数校正电路，不仅能够减少整流桥损耗、并且能够防止浪涌 电流。
【附图说明】
[0014] 图1是表示现有技术的一种功率因数校正电路100的电路图。
[0015] 图2是表示在图1所示的功率因数校正电路100加上浪涌防止电路的电路图。
[0016] 图3是表不现有技术的另一种功率因数校正电路200的电路图。
[0017] 图4是本发明所涉及的功率因数校正电路1的电路图。
[0018] 图5是本发明所涉及的功率因数校正电路1的一个例子的电路图。
[0019] 图6是表示本发明所涉及的功率因数校正电路1的一个例子的状态1的电流路径 的图。
[0020] 图7是表示本发明所涉及的功率因数校正电路1的一个例子的状态2的电流路径 的图。
[0021] 图8是表示本发明所涉及的功率因数校正电路1的一个例子的状态3的电流路径 的图。
[0022] 图9是表示本发明所涉及的功率因数校正电路1的一个例子的状态4的电流路径 的图。
【具体实施方式】
[0023] 以下，参照附图，详细地说明用于实施本发明的方式。
[0024] 图4是本发明所涉及的功率因数校正电路1的电路图。如图4所示，本发明涉及 的功率因数校正电路1具备：第1~第3电感LI~L3 ;双向开关元件SW、第1和第2电容 Cl, C2、第1和第2整流元件（第1和第2二极管）D1，D2。第1电感Ll的一端连接于交流 电源的一端L ;双向开关兀件SW，连接于第1电感Ll的另一端和交流电源的另一端N之间。 第1电感Ll与负载C3之间，并联连接有多个电容。
[0025] 此外，第1电容Cl的一端连接于第1电感Ll的另一端以及双向开关元件SW的一 端，第1电容Cl的另一端连接于第2电感L2的一端以及第1整流元件Dl的阳极，第2电 感L2的另一端与交流电源的另一端N连接。
[0026] 此外，第2电容C2的一端与第1电容Cl相同地连接于第1电感Ll的另一端以及 双向开关元件SW的一端，第2电容C2的另一端连接于第3电感L3的一端以及第2整流元 件D2的阴极，第2整流元件D2的阳极与交流电源的另一端N连接。
[0027] 此外，第1整流元件Dl的阴极以及所述第3电感L3的另一端共同连接于负载C3 的一端，第2整流元件D2的阳极与第2电感L2的另一端共同连接于负载C3的另一端。
[0028] 此外，双向开关元件SW可以由各种各样的形式构成。此处，如图5的例子所示，优 选双向开关元件SW由MOS-FET构成的第1开关元件Sl和MOS-FET构成的第2开关元件S2 构成。优选为第1开关元件Sl连接于第1电感Ll的另一端；第2开关元件S2具有与第1 开关元件Sl串联且极性相反地连接的一端，和与交流电源的另一端N连接的另一端。
[0029] 此处，第2开关元件S2与第1开关元件Sl串联且极性相反地连接是指：第2开关 元件S2与第1开关元件Sl串联连接、并且第2开关元件S2的寄生二极管（旁路二极管） 的导通方向与第1开关元件Sl的寄生二极管的导通方向相反。通过这样的设置，在第1和 第2开关元件SI, S2关闭的状态下，能够确保电流在第1和第2开关元件SI, S2的串联路 径以外的路径中流动。
[0030] 以下结合图6~图9介绍功率因数校正电路1的工作原理。
[0031] 状态1 :图6是表示功率因数校正电路1的例子的状态1的电流路径的图。该状 态下，火线电压L高于零线电压N，第1和第2开关元件SI, S2均导通。电流流通的路径具 有第1电流路径和第2电流路径。第1电流路径中，电流从交流电源的一端L流出，经由第 1电感L1、第1开关元件S1、第2开关元件S2、而流入交流电源的另一端N。该第1电流路 径中，第1电感Ll储能。与此同时，第2电流路径中，电流从第1电容Cl流出，经由第1开 关元件S1、第2开关元件S2、第2电感L2、而流入第1电容C1。该第2电流路径中，第1电 容Cl放电，第2电感L2储能。
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