开关调节器电路及方法
【专利说明】
[0001] 相关申请的交叉引用
[0002] 本申请案主张于2012年12月31日提出的发明名称为「Switching Regulator Circuits and Methods」，申请号为61/747, 988的美国临时专利申请案的优先权，该美国临 时专利申请案的公开内容特此以全文引用方式并入本文中。本申请案主张于2013年3月 11日提出的发明名称为「Switching Regulators」，申请号为13/794,231的美国专利申请 案的优先权，该美国专利申请案的公开内容特此以全文引用方式并入本文中。
技术领域
[0003] 本发明涉及开关调节器电路及方法。
【背景技术】
[0004] 图1示出了现有的多相降压开关调节器。与使用惯用单相或多相调节器来获得高 压摆率相关的一个显著问题是这种调节器展现了能够影响系统性能的不对称压摆率。此 外，在高开关频率下，这种电路可能需要不实际的小电感值或不实际的大量相数。
[0005] 图2示出了在正摆期间的多相降压开关调节器的结构。对于输入电压VIN和输出 电压VOUT，现有的N相降压开关调节器将通过启动开关以使开关节点SWl及SW2至SWN短 接至VIN来控制最大正向输入电流的压摆率。这使得电感电流的总和按以下速率摆动：
[0006] D (ISUM)/dt = N* (VIN-VREF)/L
[0007] 图3示出了在负摆期间现有的多相降压开关调节器的结构。为控制最大负向电流 的压摆率，控制器302启动开关以使开关节点SWl及SW2至SWN短接至地。这使得电感电 流的总和按以下速率摆动：
[0008] D (ISUM) /dt = N* (-VREF) /L
[0009] 因此，正向输出电流的压摆率高于负向输出电流的压摆率（VIN-VREF) AVREF) 倍。举例而言，若VIN处于12V且VOUT处于IV(例如，低占空比情况下）而不管所使用的 相的数量如何，传统降压开关变换器特征在于其最大正向输出电流的压摆率（SRP)是最大 负向输出电流的压摆率（SRN)的11倍。
[0010] (SRP) / (SRN) = (N* (VIN-VREF) /L) / (N* (-VREF) /L) = (12-1) /1 = 11
[0011] 在某些应用中，由于卸载事件（其中负载电流减少）所产生的正向电压过冲应等 于由于等效负载事件（其中负载电流增加）所产生的负向下冲，以便在负载电流往返步进 时输出电压不漂移。因此，系统可能会受到由于电感器的慢负向电流压摆率所产生的卸载 输出电压过冲的限制且不能利用电感器的快速正向电流压摆率。图4示出了用于经历装载 及卸载事件的单相传统降压变换器的上述情形。在某些应用中，可能需要减少系统增益，使 得Vout上的电压下冲匹配该过冲。
[0012] 图5显示了对先负向然后正向的VREF电压步阶响应的单相调节器的示例。由于 慢负向压摆率，输出电压花费了较长的时间来摆动下降。因此，电感电流的慢负向压摆率再 次限制了输出电压可摆动的快速程度。如上所述，图5示出了在某些应用中不需要的不对 称。
[0013] 快压摆率开关调节器在各种应用中是有利的。举例而言，遵循摩尔定律的微处理 器的发展引起了芯片功率密度的增加，导致了热管理的挑战。CMOS程序具有至少两个功率 耗散的分量：1)开关功率，其与供电电压的平方及时钟频率成比例；及2)装置泄漏功率，其 是供电电压的函数。
[0014] 逐渐地，相对于其工作量曲线的微处理器供电电压及时钟频率的微管理用于获得 显著的功率节省。假定主功率耗散机制是供电电压的强函数，采用随时间适度减小平均供 电电压且通常适度减小或不减小电路性能，获得显著的功率耗散的减少。
[0015] 与微处理器的活动速率相比，现今以较低速率使用动态电压频率调整（DVFS)技 术。DVFS速率当前受可用电压调节器的电压压摆率的限制。电压调节器实时追踪微处理器 工作量越接近，时间平均供电电压减少越多，可能引起显著的功率节省。因此，现有的DVFS 技术的全部可能性已经被电压调节器技术限制。
[0016] 举例而言，某些系统以Unix Kernel层级调整供电电压及时钟频率，其频率约每 IOus调整一次。由于现有调节器的限制性，供电电压以较低频率调整。这意味着当时钟频 率减少时，供电电压不是必须保持在其峰值的。因此，所得平均供电电压及相关平均功率耗 散高于工作量所需的理论平均值。
[0017] 因此，克服现有开关调节器技术的限制性将是有利的。
【发明内容】
[0018] 本发明包含用于开关调节器的电路及方法。在一项实施例中，第一开关调节器级 接收第一输入电压且在第一节点上产生第一电压。第二开关调节器级接收该第一输入电压 且在第二节点上产生第二电压。电容器包含耦合至该第一节点的第一端子及耦合至该第二 节点的第二端子，且该第一开关调节器级及该第二开关调节器级被配置为在该第一节点上 设置第一电压且在该第二节点上设置第二电压。
[0019] 以下详细说明及附图提供了对本发明的本质及优点的更好理解。
【附图说明】
[0020] 图1示出了现有的多相降压开关调节器。
[0021] 图2示出了在正向摆动期间现有的多相降压开关调节器的结构。
[0022] 图3示出了在负向摆动期间现有的多相降压开关调节器的结构。
[0023] 图4示出了经历装载及卸载事件的现有的单相传统降压变换器。
[0024] 图5示出了响应于先负向后正向的VREF电压步阶的现有的单相调节器。
[0025] 图6A示出了根据一项实施例的示例性开关调节器。
[0026] 图6B示出了根据另一实施例的示例性开关调节器。
[0027] 图6C示出了根据另一实施例的示例性开关调节器。
[0028] 图7示出了根据一项特定实施例的示例性应用。
[0029] 图8示出了根据另一实施例的示例。
[0030] 图9示出了根据一项实施例的正向电流摆动。
[0031 ] 图10示出了根据一项实施例的负向电流摆动。
[0032] 图11显示了根据一项示例性操作的电流及电压波形。
[0033] 图12示出了根据一项实施例的推拉操作。
[0034] 图13示出了根据一项实施例的推拉操作。
[0035] 图14示出了根据另一示例性实施例的再充电动作。
[0036] 图15至16示出了对于一项示例性实施例的推拉、拉推及再充电波形。
[0037] 图17示出了根据特定实施例的一项示例性实施方案。
[0038] 图18示出了在情形A、B、C及D下标记的推拉及拉推波形。
[0039] 图19显示了第一多相实施方案的示例，其中N个AC电感器连接至节点VAC且M 个DC电感器连接至VOUT输出节点。
[0040] 图20显示了第二多相实施方案的示例，其中N个AC电感器连接至N个VAC节点， 且M个DC电感器连接至VOUT输出节点。
[0041] 图21显示了具有K组N个AC电感器及M个DC电感器的第三多相实施方案示例。
[0042] 图22示出了根据特定实施例的另一示例性实施方案。
[0043] 图23显示根据一项实施例的程序。
[0044] 图24显示根据一项实施例的程序。
[0045] 图25显不根据一项实施例的程序。
[0046] 图26显示根据一项实施例的程序。
【具体实施方式】
[0047] 本发明涉及开关调节器电路及方法。在下文描述中，出于解释的目的，阐述了大量 示例及特定细节，以便提供对本发明的透彻理解。然而，对本领域技术人员来说是显而易见 的，权利要求所表达的本发明包括仅仅是这些示例中的某些或所有特征或结合下文描述的 其它特征，且可进一步包含本文中所阐述的特征及概念的修改及等效形式。
[0048] 本发明的实施例包含具有很高压摆率的开关调节器技术（或开关电压变换器）。 在一项示例性结构中，第一开关调节器级可驱动输出节点且第二开关调节器级可通过电容 器驱动相同输出节点。举例而言，开关调节器级可具有多个控制回路以调节分离输出的电 容器端子上的电压。在一项示例性实施例中，开关调节器级是通过电容器AC耦合在一起 的，以提供以高静态效率摆动的大电流，其在某些示例性实施方案中甚至可以是对称的。在 一项示例性实施例中，揭示了对多个开关级的推拉控制。某些实施方案可包含耦合至电容 器的一个端子的多个开关级及耦合至该电容器的另一端子的多个开关级。在某些实施例 中，多个开关级可驱动多个电容器的端子。示例性实施例可用于以极高的压摆率改变处理 器的电源电压在不降低静态效率。因此，可以修改电源电压以追踪工作量曲线。实施例也 可以有利地用于对当前装载及卸载事件快速作出响应。
[0049] 图6A示出了说明根据一项实施例的示例性开关调节器。在此示例中，一第一开关 调节器级602耦合至具有电压VOUT的输出节点610。第二开关调节器级604耦合至具有电 压VAC的节点612。节点612通过电容器（Cl) 620耦合至节点610。本发明的实施例有利 地允许两个开关调节器级（亦称为「相」）在具有不同输出电压的不同条件下操作。
[0050] 开关调节器级602及604被配置为调节节点610上的电压VOUT及调节节点612上 的电压VAC。在一项实施例中，由开关调节器级602产生的调节电压VOUT不同于由开关调 节器级604产生的调节电压VAC，但开关调节器级604可驱动电流（例如，AC电流）穿过电 容器620至开关调节器级602的输出以有利地提高对节点610处的电路的瞬时响应。在本 发明中，术语开关调节器级（或仅「级」）及开关调节器相（或仅「相」）通常是指电感器、 用于选择性传输储存于电路节点之间的电感器中的输入功率的至少一个开关（例如，晶体 管，诸如MOS晶体管），且可包含用于接通及关断开关以调节输出参数（例如，电压或电流） 的控制电路（诸如驱动器）。举例而言，通常，开关调节器级还耦合至输出电容器以储存输 出电压。在此说明性附图中，举例而言，第一开关调节器级602可通过第一电感器（未显 示）耦合至输出节点610,且第二开关调节器级604可通过第二电感器（未显示）耦合至输 出节点612。控制电路可包含分别用于控制级602及604中的开关的电路606及608以调 节 VAC 及 VOUT。
[0051] 第二开关调节器级604通过第二电感器（未显示）及电容器Cl耦合至输出节点 610。电容器620具有耦合至具有电压VOUT的输出节点610的第一端子。电容器620的 第二端子耦合至具有电压VAC的第二开关调节器级604。因此，在此示例性结构中，在节点 612处具有电压VAC的第二开关调节器级604的输出经AC耦合至具有电压VOUT的输出节 点 610〇
[0052] 在此示例中，开关调节器级602及604两者接收输入电压VIN及参考电压VREF。 在其他实施例中，由电路的一部分内部产生一个或多个参考电压。第一开关调节器级602 具有耦合至电容器620的第一端子的反馈输入FBl，且第二开关调节器级604具有耦合至电 容器620的第二端子的第二反馈输入FB2。反馈输入FBl及FB2可用于控制输出节点610 上的电压VOUT及控制电容器的第二端子上的电压VAC。
[0053] 第一开关调节器级602可包含控制电路606以产生穿过第一电感器的第一电流以 维持VOUT处于特定电压。该特定电压可通过VREF(举例而言）及第一控制回路设定。第二 开关调节器级604可包含控制电路608以产生穿过第二电感器的第二电流以维持电压VAC 处于特定电压。举例而言，VAC可通过VREF及第二控制回路设定。在此示例中，由于第二 开关调节器级604经AC耦合至输出节点610,因此第二开关调节器级604可分别推动电流 至输出节点610及自输出节点610拉动电流以提高输出节点610处的压摆率能力。因此， 开关调节器级602及604两者可推动电流至输出节点610及自输出节点610拉动电流。在 一项实施例中，流向节点610的DC负载电流是由第一开关调节器级602 (例如，专门地）提 供的且AC电流是由第二开关调节器级604响应于节点610处的瞬变（例如，负向载电流的 一改变或所要输出电压的一改变）而穿过电容器620提供至节点610的。
[0054] 某些实施例的特征及优点包含维持不同调节输出电压的AC耦合开关调节器级。 如上所述，开关调节器级602可调节节点610上的电压VOUT且开关调节器级604可调节节 点612上的不同电压VAC。在一项实施例中，第一开关调节器级602以第一占空比操作且第 二开关调节器级604以第二占空比操作。一降压（buck)开关调节器的占空比如下：
[0055] D = Vo/Vin,
[0056] 其中D是占空比，Vin是输入电压，且Vo是输出电压。因此，对于图6中的电路， 其中VACOVOUT，不同占空比如下：
[0057] Dl = V0UT/VIN,
[0058] D2 = VAC/VIN，且
[0059] D10D2,
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