双变压器变绕组隔离变换器及其控制方法
【技术领域】
[0001]本发明涉及一种谐振变换器及其控制方法，属于电力电子变换器技术领域。
【背景技术】
[0002]隔离型变换器适用于输入输出要求电气隔离的应用场合，在新能源发电、工业、民用、航空航天等各个领域具有广泛的应用。
[0003]传统的隔离变换器采用高频变压器实现了输入输出侧的隔离，为了实现输出电压的调节，通常有几种方式:(1)直接调节开关管的占空比；(2)通过调节相位改变开关管的占空比；(3)调节开关管的开关频率。方式(1)和方式(2)常用于传统PWM型变换器的输出电压控制，方案简单易于实现，但是通常会造成以下问题:(a)开关管无法实现软开关，开关损耗大；(b)即使能够实现软开关，但需要引入非常大的环流损耗，导通损耗大；(c)开关器件的电压应力高，特别是变换器副边整流二极管的电压应力远高于输出电压；(d)变压器漏感不能得到有效利用，会导致更高的器件电压应力。方式(3)通常用于谐振型变换器的输出电压控制，它具有较好的软开关性能，但是实现复杂、很难进行优化设计。此外，变频控制还导致变压器、电感、电容等无源器件的优化设计非常困难，无法得到充分利用。不仅如此，当开关频率远离谐振网络的谐振频率时，变换器的导通损耗会大幅增加、效率降低。上述电压调节方法，都是基于高频变压器原副边匝比固定的前提。假若变压器的匝比也可以根据需要动态调整，那么无需改变开关管的占空比或者频率也将能够实现输出电压精确调节。
【发明内容】
[0004]本发明要解决的技术问题是，克服现有技术的不足，提供一种能够动态调整变压器等效匝比实现输出电压调节且具有高变换效率的双变压器变绕组隔离变换器。
[0005]为了实现上述目的，本发明采用两个变压器，通过整流电路主动将其中一个变压器的副边绕组周期性短路，从而动态调整变压器副边绕组对原边绕组的等效匝比，以此来实现输出电压和功率的调节
[0006]本发明采用以下技术方案:
[0007]所述双变压器变绕组隔离变换器由高频矩形波电压源(uP)、高频无源网络(10)、第一变压器0\)、第二变压器(Τ2)、第一主电感(LJ、第二主电感(LJ、无源整流电路
(20)、混合整流电路(30)、输出滤波电容(CJ和负载(RJ构成；所述高频矩形波电压源(uP)的一端连接高频无源网络(10)的一端，高频无源网络(10)的另一端连接第一变压器0\)原边绕组(MP1)的一端和第一主电感(LJ的一端，第一变压器(!\)原边绕组(NP1)的另一端连接第一主电感(LJ的另一端、第二主电感(LJ的一端和第二变压器(T2)原边绕组(ΝΡ2)的一端，第二变压器(Τ2)原边绕组(ΝΡ2)的另一端连接第二主电感(LJ的另一端和高频矩形波电压源(uP)的另一端；第一变压器0\)副边绕组(NS1)的两端分别连接无源整流电路(20)的两个输入端，第二变压器(T2)副边绕组(NS2)的两端分别连接混合整流电路(30)的两个输入端，无源整流电路(10)的正输出端连接混合整流电路(20)的正输出端、输出滤波电容(CJ的一端和负载(RJ的一端，无源整流电路(20)的负输出端连接混合整流电路(30)的负输出端、输出滤波电容(CJ的另一端和负载(RJ的另一端。
[0008]所述无源整流电路(20)是全桥整流电路、中心抽头整流电路或倍压整流电路中的任意一种。
[0009]所述混合整流电路(30)可以由第一开关管⑶)、第二开关管(S2)、第一二极管(DJ和第二二极管(D2)构成，此时，所述第一开关管(SJ、第二开关管(S2)、第一二极管(DD和第二二极管(D2)的连接方式有如下两种可选方式:
[0010](1)所述第一开关管(Si)的漏极连接第一二极管(Di)的阴极，第一开关管(Si)的漏极和第一二极管(DJ的阴极作为该混合整流电路(30)的正输出端，第一开关管(SJ的源极连接第二开关管(S2)的漏极，第一开关管(SJ的源极和第二开关管(S2)的漏极作为该混合整流电路(30)的一个输入端，第一二极管(DJ的阳极连接第二二极管(D2)的阴极，第一二极管(DD的阳极和第二二极管(D2)的阴极作为该混合整流电路(30)的另一个输入端，第二二极管(?)的阳极连接第二开关管(S2)的源极，第二二极管(D2)的阳极和第二开关管(S2)的源极作为该混合整流电路(30)的负输出端；
[0011](2)所述第一二极管(Di)的阴极连接第二二极管(D2)的阴极，第一二极管(Di)的阴极和第二二极管(?)的阴极作为该混合整流电路(30)的正输出端，第一二极管(DJ的阳极连接第一开关管(SJ的漏极，第一二极管(DJ的阳极和第一开关管(SJ的漏极作为该混合整流电路(30)的一个输入端，第二二极管(D2)的阳极连接第二二极管(S2)的漏极，第二二极管(?)的阳极和第二二极管(S2)的漏极作为该混合整流电路(30)的另一个输入端，第一二极管(SJ的源极连接第二二极管(S2)的源极，第一二极管(SJ的源极和第二二极管(S2)的源极作为该混合整流电路(30)的负输出端。
[0012]所述混合整流电路(30)还可以由第一开关管(SJ、第二开关管(S2)、第一二极管(D:)、第二二极管(D2)、第一电容(C)和第二电容(C2)构成，此时，所述第一开关管(SJ的漏极连接第一二极管(DJ的阳极和第二二极管(D2)的阴极，第一开关管(SJ的漏极、第一二极管(DD的阳极和第二二极管(D2)的阴极作为该混合整流电路(30)的一个输入端，第一开关管(SJ的源极连接第二开关管(S2)的源极，第二开关管(S2)的漏极连接第一电容(Q)的一端和第二电容(c2)的一端，第二开关管(S2)的漏极、第一电容(C)的一端和第二电容(c2)的一端作为该混合整流电路(30)的另一个输入端，第一二极管(Di)的阴极连接第一电容(Q)的另一端，第一二极管(DJ的阴极和第一电容(Q)的另一端作为该混合整流电路(30)的正输出端，第二二极管(D2)的阳极连接第二电容(C2)的另一端，第二二极管(?)的阳极和第二电容(C2)的另一端作为该混合整流电路(30)的负输出端。
[0013]所述高频无源网络(10)可以只包含一个电感，此时，该电感的两端即为该高频无源网络(10)的两端。
[0014]所述高频无源网络(10)还可以包含一个电感和一个电容，此时，其中电容的一端与电感的一端相连，电感的另一端作为该高频无源网络(10)的一端，电容的另一端作为该高频无源网络(10)的另一端。
[0015]所述第一主电感(LJ可以部分或全部由第一变压器(!\)的激磁电感代替，所述第二主电感(LJ可以部分或全部由第二变压器(T2)的激磁电感代替。
[0016]为了实现输出电压的调节，本发明中所述混合整流电路(30)中第一开关管(SD和第二开关管(s2)占空比大小相等且互补导通，且第一开关管(Si)和第二开关管(s2)的开关频率与高频矩形波电压源(UP)的频率相同，通过控制第一开关管(Si)和第二开关管(S2)使得第二变压器(T2)副边绕组(nS2)周期性短路，且每个开关周期内第二变压器(τ2)副边绕组(NS2)被短路的时间长短通过控制第一开关管(Si)和第二开关管(s2)开通时刻相对于高频矩形波电压源(Up)的相位来调整，以此实现该双变压器变绕组隔离变换器输出电压和功率的调节。
[0017]本发明具有如下技术效果:
[0018](1)无需改变开关管的占空比或者开关频率就实现了输出电压的调节，开关管可以工作在最大占空比、最佳开关频率，变换效率高；
[0019](2)由于开关管始终工作在固定占空比、固定开关频率，变压器的利用率可以最大化；
[0020](3)容易实现全电压范围、全负载范围的软开关，变换效率高；
[0021](4)两个变压器和整流电路分担电压和电流应力，更适合中大功率场合应用。
【附图说明】
[0022]附图1是本发明双变压器变绕组隔离变换器电路原理图；
[0023]附图2是混合整流电路的第一种实现方式的原理图；
[0024]附图3是混合整流电路的第二种实现方式的原理图；
[0025]附图4是混合整流电路的第三种实现方式的原理图；
[0026]附图5是高频矩形波电压源采用全桥电路拓扑实现时的原理图；
[0027]附图6是高频矩形波电压源采用半桥电路拓扑实现时的原理图；
[0028]附图7是本发明实施例1的电路原理图；
[0029]附图8是本发明实施例2的电路原理图；
[0030]附图9是本发明实施例3的电路原理图；
[0031 ] 附图10是本发明实施例4的电路原理图；
[0032]附图11是本发明实施例5的电路原理图；
[0033]附图12是本发明实施例6的电路原理图；
[0034]附图13是本发明实施例7的电路原理图；
[0035]附图14是本发明实施例8的电路原理图；
[0036]附图15是本发明实施例6在工作模式1的等效电路图；
[0037]附图16是本发明实施例6在工作模式1的简化等效电路图；
[0038]附图17是本发明实施例6在工作模式2的等效电路图；
[0039]附图18是本发明实施例6在工作模式2的简化等效电路图；
[0040]以上附图中的符号名称:uP是高频矩形波电