一种基于升降压式和隔离型dc/dc电路的直流电力弹簧拓扑及其控制方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及智能电网运行控制技术领域，尤其涉及一种应用于直流电力系统及直 流微电网的直流电力弹簧拓扑及其控制方法。
【背景技术】
[0002] 随着电气领域负荷需求的不断攀升以及化石燃料量的减少，对新能源的开发和利 用已迫在眉睫。新能源分布式发电以其初期建设投资低、发电方式灵活等特点一直是国家 关注的重点问题，新能源发电的装机容量也在逐年攀升。然而，当大量的分布式发电并网尤 其是并入微电网后，太阳能、风能等可再生能源的间歇性和随机性必然会影响直流电网电 压的稳定，如何保证直流电网的稳定运行和供电功能已成为直流电网建设的重要研究课 题，这个迫切的问题已经愈来愈成为制约新能源发展的瓶颈。
[0003] 现有直流电网的控制方法有很多，主流的控制方案是设置大容量储能装置以平抑 分布式电源发电功率的波动。但是，与当前交流供电系统面对的困境相似，大容量蓄电池、 飞轮储能装置等储能设备昂贵的造价和可靠性较低的集中式控制方法，无法满足未来智能 电网中大范围、高比例的分布式发电并网的要求。近年来问世的交流电力弹簧 (Alternative Current Electric Spring，ACES)虽在一定程度上解决了这一问题并被认 为可以广泛应用于分布式发电系统中，但是，ACES的问世主要是针对交流微电网应用场合， 还未见基于智能负载原理的直流电力弹簧(Direct Current Electric Spring，DCES)应用 于直流微电网的相关报道。因此，对DCES的研究无论是从工程应用还是理论研究的角度都 显得尤为重要。
【发明内容】
[0004] 发明目的：针对上述现有技术，提出一种基于升降压式和隔离型DC/DC电路的直流 电力弹簧拓扑及其控制方法，在电网功率波动时实现发电量与用电负荷动态平衡。
[0005] 技术方案:一种基于升降压式和隔离型DC/DC电路的直流电力弹簧拓扑，包括隔离 型全桥双向DC/DC变换器、双向升降压DC/DC变换器、Η桥以及储能装置;所述双向升降压DC/ DC变换器、隔离型全桥DC/DC变换器的输入端并联在储能装置的两端，关键负载并联在所述 全桥双向DC/DC变换器的输出端;所述双向升降压DC/DC变换器的输出端与所述Η桥级联，级 联后的输出电压与非关键负载串联后再与所述关键负载并联;新能源发电系统输出电压的 正极性端连接电阻的一端，所述电阻的另一端与所述关键负载及非关键负载的公共端相 连，所述电阻为新能源发电系统到负载的输电线等效电阻及发电装置内阻之和，所述关键 负载两端并联有滤波电容。
[0006] 进一步的，所述双向升降压DC/DC变换器为半桥结构双向升降压DC/DC变换器、正 激结构双向升降压DC/DC变换器。
[0007] 进一步的，所述储能装置为蓄电池组，或是能量双向的AC/DC或DC/DC电源。
[0008] 一种基于升降压式和隔离型DC/DC电路的直流电力弹簧拓扑的控制方法，包括如 下步骤：
[0009] 1)，采集关键负载两端的输入电压V。；
[0010] 2)，将所述电压V。与关键负载供电电压参考值Vc^f作差运算得到误差信号E1; [0011] 3)，将所述误差信号E1经过比例积分控制，其输出值经过限幅后得到误差信号为 PI D?t，并判断所述PI D?t的正负；
[0012] 4)，当关键负载两端电压大于参考值时，所述PIDout为正，控制所述隔离型全桥双 向DC/DC变换器对直流母线输出负功率，同时控制所述双向升降压DC/DC变换器输出正功 率，并控制所述_乔输出负电压；
[0013] 当关键负载两端电压小于参考值时，所述PIDout为负，控制所述隔离型全桥双向 DC/DC变换器对直流母线输出正功率，同时控制所述双向升降压DC/DC变换器输出负功率， 并控制所述Η桥输出正电压。
[0014] 有益效果:与现有的交流电力弹簧相比，本发明主要是针对直流微电网而提出的。 当新能源发电系统输出直流电压和功率发生较大波动时，本发明的直流电力弹簧能将发电 侧的功率波动转移到储能装置和非关键负载上，从而保证了关键负载侧电压精确地跟踪给 定值，即维持关键负载两端电压稳定；并且，由于非关键负载承担了相当一部分的功率波 动，对蓄电池组的容量充放电容量要求明显减小，降低了储能装置成本。
【附图说明】
[0015] 图1是本发明的DCES拓扑总结构图；
[0016] 图2是DCES中双向升降压DC/DC变换器的拓扑；
[0017] 图3是DCES中全桥双向DC/DC变换器的控制框图；
[0018]图4是DCES装置在供电系统中的等效电路图；
[0019] 图5是双向升降压DC/DC级联Η桥工作示意图；
[0020] 图6是DCES在两种工作模式下；
[0021] 图7是当可再生能源发电输出电压小于设定值（如110V)时的仿真波形，从上到下 的三个通道依次是直流电力弹簧输出电压、非关键负载电压和关键负载电压波形；
[0022] 图8是当可再生能源发电输出电压等于设定值时的仿真波形，从上到下的三个通 道依次是直流电力弹簧输出电压、非关键负载电压和关键负载电压波形；
[0023] 图9是当可再生能源发电输出电压大于设定值时的仿真波形，从上到下的三个通 道依次是直流电力弹簧输出电压、非关键负载电压和关键负载电压波形。
[0024]图中各标号定义如下：
[0025] 1.1为蓄电池组，1.2为隔离型全桥DC/DC变换器原边电感，1.3为隔离型全桥DC/DC 变换器高频变压器，1.4为双向升降压DC/DC变换器，1.5为Η桥，1.6为直流电力弹簧装置本 体，1.7为非关键负载，1.8为关键负载，1.9为滤波电容，1.10为线路电阻值，1.11为可再生 能源发电输出的直流电。
[0026] 2.1为采集到的直流输出电压，2.2为减法器，2.3为ΡΙ控制器，2.4为直流输出电压 给定值，2.5为限幅，2.6为正负判断，2.7为判断为正时的操作，2.8为判断为负时的操作。
【具体实施方式】
[0027]下面结合附图对本发明做更进一步的解释。
[0028] 如图1所示，一种基于升降压式和隔离型DC/DC电路的直流电力弹簧拓扑，包括隔 离型全桥双向DC/DC变换器、双向升降压DC/DC变换器、Η桥以及储能装置。双向升降压DC/DC 变换器、隔离型全桥DC/DC变换器的输入端并联在储能装置的两端，关键负载R。并联在全桥 双向DC/DC变换器的输出端，关键负载两端并联有滤波电容C 3。双向升降压DC/DC变换器的 输出端与Η桥级联，级联后的输出电压与非关键负载Rn。串联后再与关键负载并联。新能源发 电系统输出电压V in的正极性端连接电阻Ri的一端，电阻Ri的另一端与关键负载R。及非关键 负载Rn。的公共端相连，该电阻心为新能源发电系统到负载的输电线等效电阻及发电装置内 阻之和，关键负载R。的另一端连接新能源发电系统输出电压V in的负极性端。
[0029]其中，双向升降压DC/DC变换器为半桥结构双向升降压DC/DC变换器、正激结构双 向升降压DC/DC变换器。本实施例中储能装置为蓄电池组，蓄电池组的两端电压为Vbattery， 储能装置还可以是能量双向的AC/DC或DC/DC电源。
[0030] 如图2所示为图1中双向升降压DC/DC变换器的结构示意图，其包括两组输入输出 并联的单向Boo s t-Buck电路，双向升降压DC/DC变换器输出端输出到Η桥的电压为Vm，并联 BoOSt-Buck电路I完成Vbattery到Vm的单向能量传递，即蓄电池组输出放电；并联BoOSt-Buck 电路II则负责vdljvbattery的单向能量传递，即对蓄电池组充电。每一时刻只有一组单向DC/ DC处于工作状态。通过对两组单向DC/DC工作状态的不断切换，可以完成双向升降压电压变 换的功能。
[0031] 基于上述直流电力弹簧拓扑的控制方法，包括隔离型全桥双向DC/DC变换器和双 向升降压DC/DC变换器的控制，具体步骤为：
[0032] 1)，采集关键负载两端的输入电压Vc;
[0033] 2)，将电压V。与关键负载供电电压参考值Vc_ref作差运算得到误差信号E 1;
[0034] 3)，将误差信号Ei经过比例积分控制，其输出值经过限幅后得到误差信号为 ?10。此，并判断？10。此的正负；
[0035] 4)，当关键负载两端电压大于参考值时，PIDcmt为正，控制隔离型全桥双向DC/DC变 换器对直流母线输出负功率，同时控制双向升降压DC/DC变换器输出正功率，并控制Η桥输 出负电压；
[0036]当关键负载两端电压小于参考值时，PIDcmt为负，控制隔离型全桥双向DC/DC变换 器对直流母线输出正功率，同时控制双向升降压DC/DC变换器输出负功率，并控制Η桥输出 正电压。
[0037]具体的，结合如图1所示的结构，隔离型全桥双向DC/DC变换器的控制过程如下： [0038] 如图3所示，若PIDcmt误差信号为正，全桥双向DC/DC变换器中M0SFET Qi'、Q4'的控 制信号为频率20kHz、占空比50 %、相角Θ = 〇°的方波;M0SFET Q2 '、Q3 '的控制信号为频率 20kHz、占空比50%、相角θ = 90°的方波;M0SFET Qi、Q4的控制信号为频率20kHz、占空比 50 %、相角Θ = PIDcmt。的方波;M0SFET Q2、Q3的控制信号为频率20kHz，占空比50 %，相角Θ = (90+PIDcmt)°的方波。此时，在隔离变压器一二次侧匝数比相同的情况下，全桥双向DC/DC变 换器输入端和输出端的电压比为^^。 90°
[0039] 若PIDcmt误差信号为负，全桥双向DC/DC变换器中MOSFET Qi、Q4的控制信号为频率 20kHz、占空比50 %、相角Θ = 0°的方波;MOSFET Q2、Q3的控制信号为频率20kHz、占空比50%、 相角Θ = 90°的方波;全桥双向DC/DC变换器中MOSFET Q! '、Q4 '的控制信号为频率20kHz、占空 比50 %、相角Θ = -PIDcmt。的方波;MOSFET Q2 '、Q3 '的控制信号为频率20kHz、占空比50 %、相 角0 = (9O-PIDcmt)°的方波。此时，在隔离变压器一二次侧匝数比相同的情况下，全桥双向 DC/DC变换器输出端和输入端的电压比为。 90°
[0040] 结合如图3所示的结构，双向升降压DC/DC变换器的控制过程如下：
[0041 ] 当双向升降压DC/DC变换器输出正功率，即Boost-Buck电路I完成VbatterJljV m的单 向能量传递，此时MOSFE