宽电压范围低电压应力电流注入型三相功率因数校正电路的制作方法
【技术领域】
[0001] 本发明设及一种宽电压范围低电压应力电流注入型=相功率因数校正电路。
【背景技术】
[0002] 网侧输入的谐波电流会导致电源系统利用率低、损耗大、影响用电设备的正常工 作甚至危及整个电网的稳定运行，谐波治理越来越得到学术界和各国政府的重视，已出台 了许多谐波限制标准来规范用电设备的谐波含量。如IEC61000-3-2，GBl7625.1等标准，明 确规定电子设备的谐波电流限值，只有满足规范要求的电子设备才允许上市。
[0003] 5千瓦W上功率用电设备通常采用=相供电的大功率用电设备，产生的谐波污染 大，PFC技术却没有得到普遍的应用，主要源于S相PFC技术的发展不够成熟，实际应用中系 统结构和控制复杂，实现困难。最常见的S相PFC电路结构为PWM整流器，可分为两大类：电 压型P丽整流器和电流型P丽整流器。前者为升压型结构，输出直流电压需大于S相输入线 电压的峰值，器件电压应力大。对于国内U11=380V(欧洲400V)工业用电，输出直流电压一般 达到700~800V;北美地区的480V(或600V)动力供电，输出电压更高。电流型PWM整流器为降 压型结构，输出电压&<〇^/§7到^。近些年出现的乂巧順4整流器为升压结构，5胖155整流器 为降压结构，目前已知的绝大部分S相PFC电路为单一的升压或降压结构，而部分具有升降 压功能的S相PFC电路器件电压应力过大，控制复杂，实际应用困难。在输出电压不在上述 范围，或是输入输出电压变化范围大的应用场合，单一的升压或降压功能的电路无法满足 要求。
【发明内容】
[0004] 有鉴于此，本发明的目的在于提供一种宽电压范围低电压应力电流注入型=相功 率因数校正电路，解决了输出电压只能单一的升或降与现有电路器件电压应力过大的问 题。
[000引为实现上述目的，本发明采用如下技术方案:一种宽电压范围低电压应力电流注 入型S相功率因数校正电路，其特征在于:包括S相交流输入电源化n、S相整流桥DB1、功 率MOSFET管Sl、功率MOSFET管S2、功率MOSFET管S3、功率MOSFET管S4、二极管Dl、二极管D2、 二极管D3、谐波电流注入网络、电感LU电感L2、输出滤波电容Cf及负载;所述谐波电流注入 网络包括双向开关SyU双向开关Sy2及双向开关Sy3;所述=相交流输入电源化n的=个输 入相电压分别与S相整流桥DBl的S个输入端连接，所述S相交流输入电源化n的S个输入 相电压还分别与双向开关Syl的一端、双向开关Sy2的一端、双向开关Sy3的一端连接;所述 双向开关Syl的另一端、双向开关Sy2的另一端及双向开关Sy3的另一端相连于注入点Y;所 述S相整流桥DBl的正输出端与功率MOSFET管Sl的漏极连接，所述S相整流桥DBl的负输出 端与功率MOSFET管S2的源极连接;功率MOSFET管Sl的源极与二极管Dl的阴极及电感Ll的一 端连接，功率MOSFET管S2的漏极与二极管D2的阳极及电感L2的一端连接；电感Ll的另一端 与功率MOSFET管S3的漏极及二极管D3的阳极连接，电感L2的另一端与功率MOSFET管S4的源 极、输出滤波电容Cf的负极及负载RL的一端连接，二极管D3的阴极与输出滤波电容Cf的正 极及负载化的另一端连接;二极管Dl的阳极、二极管D2的阴极、功率MOSFET管S3的源极及功 率MOSFET管S4的漏极相连与所述注入点Y。
[0006] 进一步的，所述功率MOSFET管Sl及功率MOSFET管S2或为IGBT功率开关管。
[0007] 进一步的，所述功率MOSFET管S3及功率MOSFET管S4或为反并联快恢复功率二极管 的IGBT功率开关管。
[0008] 进一步的，所述二极管Dl、二极管D2、二极管D3是快恢复功率二极管。
[0009] 进一步的，所述双向开关SyU双向开关Sy2及双向开关Sy3由两个功率MOSFET管或 两个IGBT管反向串联而成。
[0010] 进一步的，所述电感Ll及电感L2的工作模式为电感电流连续CCM、电感电流断续 DCM或电感电流临界BCM。
[0011] 进一步的，所述输出滤波电容Cf为储能电解电容。
[0012] 本发明与现有技术相比具有W下有益效果： 1、 本发明通过分阶段不同电路工作，输出电压可升可降，输入输出电压工作范围大，更 适合于输入输出电压变化范围大的应用场合； 2、 本发明的开关管电压应力小，且任意阶段，只有两个开关管工作在高频状态，开关损 耗较小，有利于效率提升； 3、 本发明无需复杂的矢量控制，只要采用DC/DC PWM控制技术，就可W实现S相输入电 流正化弦，易于实现。
【附图说明】
[0013] 图1是本发明的具体实施电路图。
[0014] 图2是本发明的S个双向开关的驱动信号与S相输入电源的时序图。
[0015] 图3是本发明在稳态工作时的电压电流波形图。
[0016]图4是本发明在区间①，boost工作模式时的等效电路图。
[0017] 图5是图4的简化电路图。
[0018] 图6a是本发明在区间①，boost工作模式时阶段1的电流通路图。
[0019] 图化是本发明在区间①，boost工作模式时阶段2的电流通路图。
[0020] 图6c是本发明在区间①，boost工作模式时阶段3的电流通路图。
[0021] 图6d是本发明在区间①，boost工作模式时阶段4的电流通路图。
[0022] 图7是本发明在区间①，buck工作模式时的等效电路图。
[0023] 图8是图7的简化电路图。
[0024] 图9a是本发明在区间①，buck工作模式时阶段1的电流通路图。
[002引图9b是本发明在区间①，buck工作模式时阶段2的电流通路图。
[0026] 图9c是本发明在区间①，buck工作模式时阶段3的电流通路图。
[0027] 图9d是本发明在区间①，buck工作模式时阶段4的电流通路图。
【具体实施方式】
[0028] 下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。
[0029] 请参照图I，本发明提供一种宽电压范围低电压应力电流注入型=相功率因数校 正电路，其特征在于:包括S相交流输入电源化n、S相整流桥DBl、功率MOSFET管Sl、功率 MOS阳T管S2、功率MOS阳T管S3、功率MOSFET管S4、二极管Dl、二极管D2、二极管D3、谐波电流 注入网络、电感L1、电感L2、输出滤波电容Cf及负载;所述谐波电流注入网络包括双向开关 Syl、双向开关Sy2及双向开关Sy3;所述=相交流输入电源化n的=个输入相电压分别与= 相整流桥DBl的S个输入端连接，所述S相交流输入电源化n的S个输入相电压还分别与双 向开关Syl的一端、双向开关Sy2的一端、双向开关Sy3的一端连接;所述双向开关Syl的另一 端、双向开关Sy2的另一端及双向开关Sy3的另一端相连于注入点Y;所述S相整流桥DBl的 正输出端与功率MOSFET管Sl的漏极连接，所述S相整流桥DBl的负输出端与功率MOSFET管 S2的源极连接；功率MOSFET管S1的源极与二极管D1的阴极及电感L1的一端连接，功率 MOSFET管S2的漏极与二极管D2的阳极及电感L2的一端连接；电感Ll的另一端与功率MOSFET 管S3的漏极及二极管D3的阳极连接，电感L2的另一端与功率MOSFET管S4的源极、输出滤波 电容Cf的负极及负载RL的一端连接，二极管D3的阴极与输出滤波电容Cf的正极及负载RL的 另一端连接;二极管Dl的阳极、二极管D2的阴极、功率MOSFET管S3的源极及功率MOSFET管S4 的漏极相连与所述注入点Y。
[0030] 图1中功率MOS阳T管Sl、功率MOS阳T管S2、二极管Dl、二极管D2，电感Ll、电感L2、输 出滤波电容Cf构成两个buck电路;功率MOSFET管S3、功率MOSFET管S4、二极管D3，电感Ll、电 感L2、输出滤波电容Cf构成两个boost电路。
[0031 ] 于本实施例中，所述功率MOSFET管Sl及功率MOSFET管S2或为IGBT功率开关管。
[0032] 于本实施例中，所述功率MOSFET管S3及功率MOSFET管S4或为反并联快恢复功率二 极管的IGBT功率开关管。
[0033] 于本实施例中，所述二极管Dl、二极管D2、二极管D3是快恢复功率二极管。
[0034] 于本实施例中，所述双向开关Sy 1、双向开关Sy2及双向开关Sy3由两个功率MOSFET 管或两个IGBT管反向串联而成。
[0035] 于本实施例中，所述电感Ll及电感L2的工作模式为电感电流连续CCM、电感电流断 续DCM或电感电流临界BCM。
[0036] 于本实施例中，所述输出滤波电容Cf为储能电解电容。
[0037] 如图2所示是本发明的谐波电流注入网络的开关管的驱动信号与=相输入电源的 时序图。=个双向开关Syl、Sy2、Sy3的控制信号与=相输入电压瞬时值的关系，注入支路的 双向开关工作于两倍电源频率，属于低频工作功率开关管。一个交流电源周期分为