基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方法
【技术领域】
[0001] 本发明设及直流变换器领域，尤其设及一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出 电压范围的控制方法。
【背景技术】
[0002] 作为智能电网储能系统的能量缓冲环节，储能系统获得广泛的应用。例如蓄电池、 飞轮和超级电容等储能单元通过双向直流变换器作为中间环节不仅能实现电能的双向流 动，也能够改善电能质量。因此，提高双向直流变换器的效率是储能任务的核屯、。考虑到储 能电池的放电深度，变换器将工作于宽功率变化范围，为了提高变换器的效率，必须实现在 要求的功率范围内的实现软开关工作，而传统的双向变换器只能在某一个功率范围内实现 软开关，无法满足储能电池的宽功率工作范围，从而降低了系统的效率。
【发明内容】
[0003] 本发明为了解决上述问题，提出了一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压 范围的控制方法，本发明引入另外一个控制变量-调制移相角，确定软开关范围的约束条 件，在满足约束条件的前提下寻找最优解，能够保证变换器输出最大功率前提下实现全功 率范围内的软开关。
[0004] 为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
[0005] -种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方法，包括W下步骤：
[0006] (1)将双向全桥变换器的所有开关管工作频率设有相同，设置同一桥臂的上下开 关管的死区时间；
[0007] (2)确定功率移相角和调制移相角为可调节变量，计算出电感初始电流和平均功 率，确定输出功率约束条件；
[000引（3)根据功率移相角、半个周期时的电流约束条件，得到双向全桥变换器的原边桥 的实现软开关的条件，确定功率移相角的范围；
[0009] (4)对输出功率进行微分处理，使其微分值为零，确定最大功率条件下功率移相角 和调制移相角之间的关系，将采样得到的输出电压/电流信号作为反馈信号，进行PI运算 后，得到功率移相角给定，然后根据调制移相角计算得到调制移相角，根据得到的计算结果 来改变同步时序。
[0010] 所述双向全桥变换器，包括原边桥和畐脚桥，其中，原边桥和畐脚桥均为包括四个 开关管的全桥拓扑结构，原边桥的中点通过谐振电感连接变压器的原边;副边桥的中点连 接变压器的副边。
[0011] 进一步的，所述原边桥和副边桥均并联有电容。
[0012] 所述原边桥和副边桥的开关管均并联有电容，并连接有一个反向二极管。
[0013] 所述步骤(1)中，双向全桥变换器8个开关管工作频率相同，占空比均为50%。
[0014] 所述步骤(2)中，在一个周期内，电感电流必须得到复位，因此电感电流必须满足：
[0015] Il(O) = -Il(H)
[0016] 根据上式可W计算出电感初始电流：
[001引根据平均功率计算公式：
[0020]得到输出功率约束条件为：
[0022] 其中，W为角频率，Lr为谐振电感量，Vi为变压器的输入电源值，V2为变压器的输出 电源值，iL为变压器的输入电流值，S为功率移相角，T为调制移相角。
[0023] 所述步骤(3)中，双向移相全桥实现软开关条件：
[0024] iL(S)〉〇iL(3T)〉〇
[0025] 得到BI桥实现软开关的条件：
[0027]其中d为折算后的电压比，m为原边侧调制度：
[0029] Vl为输入电压，V2为输出电压，N为变压器应比。
[0030] 所述步骤(4)中，对输出功率做进一步的微分处理：
[0032]令上式等于0, W寻找功率最大点，确定最大功率条件下的功率移相角和调制移相 角之间的关系为：
[0034]所述步骤(4)中，将最大功率条件下的功率移相角和调制移相角之间的关系带入 输出功率约束条件，得到功率表达式：
[0036] 控制功率移相角S控制能量流动的大小和方向，当变压器输入电压Vi超前于V2时， 能量正向流动，当V2超前于Vi时，能量反向流动，当S = V2时，传递功率最大，计算出调制移 相角为。
[0037] 所述步骤(4)中PI调节的具体算法为:使用增量型数字PI调节器，结合控制方法： 5k=Kp(ek-ek-i)+Kiek+Sk-i，
[0038] 其中Sk为本次给定功率移相角，Sk-I为上一次给定功率移相角，ek为本次电压/电流 误差，ek-1为上一次电压/电流误差，Kp为比例系数，Ki为积分系数。
[0039] 本发明的有益效果为：
[0040] (1)本发明提供一种双调制实现双向全桥全功率范围软开关的一种控制方法，使 双向变换器兼有了化C可W实现全功率范围内实现软开关和全桥变换器容易实现输出电压 的宽范围调节的优点，从空载到满载宽电压输出范围内实现了原副边所有功率管的零电压 开关。
[0041] (2)本发明在传统控制方式的基础上，引入了调制移相角的控制策略，通过巧妙的 设置该角度，使得变换器在输出最大功率的基础上，减少了变换器的环路电流，减少了谐振 电感的续流时间，从而使得软开关工作范围得到拓宽。
【附图说明】
[0042] 图1为本发明方法控制的双向全桥直流变换器的拓扑图；
[0043] 图2为本发明所述方法不考虑死区W及杂散参数条件下的工作典型波形图；
[0044] 图3(a)为本发明所述控制方法一个周期内模态分析图；
[0045] 图3(b)为本发明所述控制方法一个周期内模态分析图；
[0046] 图3(c)为本发明所述控制方法一个周期内模态分析图；
[0047] 图3(d)为本发明所述控制方法一个周期内模态分析图；
[004引图3(e)为本发明所述控制方法一个周期内模态分析图；
[0049] 图3(f)为本发明所述控制方法一个周期内模态分析图；
[0050] 图3(g)为本发明所述控制方法一个周期内模态分析图；
[0051 ]图3化)为本发明所述控制方法一个周期内模态分析图；
[0052] 图3(i)为本发明所述控制方法一个周期内模态分析图；
[0053] 图4为漏感量为3加 H、工作频率为IOOIfflz条件下的全功率实现软开关的最大功率 曲线图；
[0054] 图5为恒压输出模式下控制框图。
【具体实施方式】：
[0055] 下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。
[0056] 本发明中的双向全桥直流变换器的拓扑图如图1所示。该变换器主要两个全桥变 换器Bl和B2, 一个谐振电感Lr, 一个高频变压器，输入输出电源Vl和V2。其中变换桥Bl由开 关管Q11-Q14四个开关管组成，B2由Q21-Q24四个开关管组成。
[0057] 本发明掲示的双调制实现双向全桥全功率范围软开关的控制过程如下：
[005引1)双向全桥变换器8个开关管工作频率相同，占空比均为50%。同一桥臂的上下开 关管设置死区时间。
[0059] 2)本发明的控制方式包含两个可调节变量:功率移相角S和调制移相角T。典型工 作波形图如图2所示，由于在一个周期内，两个半周期内的工作波形完全对称，下面W正半 周期为例共=个时序说明变换器的工作时序图：
[0060] 时序一：
[0061 ] 〇<0<5；
[0063] 时序二：
[0064] 5<0T：
[0066] 时序 S:
[0067] T<0<JT；
[0069] 由于在一个周期内，电感电流必须得到复位，因此电感电流必须满足：
[0070] Il(O) = -Il(U)
[0071] 根据上式可W计算出电感初始电流：
[0073]根据平均功率计算公式：
[0075]得到输出功率约束条件为：
[0077] 其中，CO为角频率，Lr为漏感量。
[0078] 3)根据双向移相全桥实现软开关条件：
[0079] iL(S)〉〇iL(3T)〉〇
[0080] 得到BI桥实现软开关的条件(降压）：
[0082]其中d为折算后的电压比，m为原边侧调制度：
[0084] Vl为输入电压，V2为输出电压，N为变压器应比。
[0085] 4)按照3)描述的软开关和功率约束条件选取合适的调制度，就可W实现宽电压输 出全功率范围内的软开关条件。
[0086] 5)为了实现在全功率范围内实现ZVS软开关的前提下，保证变换器能够输出最大 功率，因此，对输出功率做进一步的微分处理：
[0088] 为了找到功率最大点，令上式等于0。
[0089] 最终得到关系式如下：
[0091]将上式带入2)得到的功率表达式，化简得：
[0093] 从上式可W看出，通过控制S可W控制能量流动的大小和方向。当Vl超前于V2时， 能量正向流动，当V2超前于Vl时，能量反向流动，并且显而易见，当S = ji/2时，传递功率最 大。
[0094] 6)将S = t/2带入软开关约束条件关系式：
，该关系式恒成立。因