全桥llc谐振dc/dc变换器的输出电压控制装置以及方法
【技术领域】
[0001 ]本发明属于DC/DC变换器控制技术领域，更为具体地讲，设及一种全桥化打皆振DC/ DC变换器的输出电压控制装置W及方法。
【背景技术】
[0002] 随着社会的快速发展，大众对能源、环境等问题的日益关注，电动汽车作为新型汽 车，W其在环保方面的突出优势成为新型汽车的重要发展发向。为了提高电动汽车的适用 性，需要缩短电动汽车电池的充电时间，那么就需要对高压大功率变换器进行深入研究。目 前在电动汽车充电机的研究当中，S相功率因数校正一般WS相380VAC±20%输入，经过 其中的整流拓扑后直流母线电压较高，增加了后级直流变换器开关管上的电压应力，因此 采用合适的软开关DC/DC变换器W及相应的控制方法是很有必要的。
[0003] 目前应用最广泛的DC/DC变换器是移相全桥ZVS(Zero Voltage Switch,零电压开 关)PWM(Pulse Width Modulation,脉宽调制)变换器，而现有的各种移相全桥DC/DC变换器 有其各自的优点，但是都存在轻载时难W实现ZVS，副边整流二极管反向恢复的问题W及输 入电压和转换器转换效率矛盾等缺点，而全桥化C谐振DC/DC变换器可W改善运些缺点，从 而成为研究热点。
[0004] 图1是全桥LLC谐振DC/DC变换器的电路图。如图1所示，Vin表示输入直流电压源，Cl 和C2为输入分压电容，其容值较大;8只开关管组成了全桥变换器的四只桥臂，将每只桥臂 中与输入直流电压源连接的开关管记为Qii(即图1中化1~化1)，另一只与Qii连接的开关管记 为化2(即图1中化2~942)，1 = 1，2,3,4;每只开关管上并联一个吸收电容片^同时反向并联二 极管Du，j = 1，2 ;谐振电感、谐振电容Cr串联在变压器Tr原边，与并联在变压器Tr原边的励磁 电感Lm构成谐振网络;使用飞跨电容C3、C4和4只二极管VDl~VD4使得开关管的电压错位在 Vin/2 ;变压器Tr副边采用二极管化1~Dr4进行整流。
[0005] 应用于电动汽车充电机的DC/DC变换器需要满足两个条件：
[0006] 1、实现DC/DC变换器中主开关管的零电压开关(ZVS);
[0007] 2、经过S相PFC整流后，DC/DC变换器的输入直流电压在550V~800V的范围之间， 而输出电压V。的范围一般为〇.3Vin<VD<Vin，且一般的电动汽车充电机中采用的高频变压 器的变比基本上为1 : 1，因此整个变换器需要工作在降压模式。
[000引对于全桥化C谐振DC/DC变换器而言，只要确定其输入阻抗Zin的性质，就可W确定 实现ZVS的条件，而Zin的性质由Zin的虚部Im(Zin( jWs ))决定，当Im(Zin( jWs ) ) >0时Zin( jWs)为 感性；当Im(Zin( jWs))<0时Zin( jWs)为容性；当Im(Zin( jWs))=0时，Zin( jWs)为纯阻性，Ws 表示 开关角频率。设置变压器Tr的变比N为1:1，令Q= (woLrVR，仿真得到全桥化打皆振DC/DC变换 器的不同Q值下输入阻抗虚部变化图。
[0009]图2是不同负载下输入阻抗虚部变化图。如图2所示，输入阻抗的虚部Im(Zin(jWs)) 的过零点与负载大小(Q值)有关:当开关角频率Ws小于谐振角频率W。时，Im(Zin( jWs))的过零 点所对应的频率值随着负载减小而增大，且极限值为Ws = Wo;当开关角频率Ws大于谐振角频 率W。时，Im(Zin(jWs))的值与负载的大小无关，恒为正值。
[0010] 根据图2可W划分出全桥化打皆振DC/DC变换器的工作区域。图3是不同负载下工作 区域划分示意图。如图3所示，划分出=个工作区域，虚线表示工作区域的边界。当变换器工 作在区域1和区域2时，即图2中Im(Zin(jws))>0的部分，变换器的开关管为ZVS;当变换器工 作在区域3时，即图2中Im(Zin( jws) ) <0的部分，变换器的开关管为ZCS。
[0011] 由于区域1和区域2均可实现主开关管的ZVS。当Ws>w。时，变换器工作在区域1中， 无论负载如何变化，主开关管都能实现ZVS;而当Ws<w。时，只有重载时，才能工作在区域2 中，能实现ZVS，轻载时只能工作在区域3不能实现ZVS。同时为了满足充电机的需求，全桥 LLC谐振DC/DC变换器需工作在降压模式，区域1完全可W满足，而在区域2中为升压模式。综 上可知，既要满足开关管实现ZVS条件，同时又要使DC/DC变换器工作在降压模式，全桥化C 谐振DC/DC变换器必须工作在区域1，通过改变开关管的开关频率即可控制输出电压。
[0012] 由于充电机要求输出电压V。与输入电压的比值M的变化范围一般很宽，大约在 [0.3，1 ]，而在区域1时变压比M随频率变化的速度缓慢，特别是当负载小（即Q值大)时，M随 频率变化的速度更慢。此时要得到更低的输出电压，则开关管必须工作在很高的频率中，然 而由于过高的开关频率会受到硬件电路的制约，因此不能长时间使开关管W过高的频率工 作，故一般的只使用频率进行控制的控制方法不能运用于宽范围输出电压的充电机控制 中。
【发明内容】
[0013] 本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种全桥化C谐振DC/DC变换器的宽 范围电压输出控制装置W及方法，采用频率和占空比相结合的方式，实现宽范围的输出电 压。
[0014] 为实现上述发明目的，本发明全桥化C谐振DC/DC变换器的输出电压控制装置包括 电压采样模块、频率调节电压控制模块、占空比调节电压控制模块、频率比较模块、选通模 块、驱动信号生成模块，其中：
[0015] 电压采样模块采集全桥化C谐振DC/DC变换器的输出电压V。，分别发送给频率调节 电压控制模块、占空比调节电压控制模块；
[0016] 频率调节电压控制模块根据接收到的输出电压V。和预设的参考输出电压Vref,计 算得到开关管驱动信号的频率值fd，分别发送给频率比较模块和选通模块；
[0017] 占空比调节电压控制模块根据接收到的输出电压V。和预设的参考输出电压Vref, 计算得到开关管驱动信号的占空比k，发送给选通模块；
[0018] 频率比较模块接收频率值fd，与频率值上限/d进行比较，当乃</,，向选通模块 输出有效电平信号，当向选通模块输出无效电平信号；
[0019] 选通模块接收频率比较模块发送的电平信号，当电平信号为有效电平信号，选通 与频率调节电压控制模块之间的通路，接收频率值fd转发给驱动信号生成模块；当电平信 号为无效电平信号，选通与占空比调节电压控制模块之间的通路，接收占空比k转发给驱动 信号生成模块；
[0020] 驱动信号生成模块根据接收到的频率值fd或占空比k，生成PWM波，发送给全桥化C 谐振DC/DC变换器中的各个开关管：当所接收信号为频率值fd时，令八只开关管的P丽波的 频率值均为fd，占空比与上一时刻相同，并且四只与输入直流电压源连接的开关管化1的关 断时刻要早于其余同属一只桥臂的开关管化2;当所接收信号为占空比k时，四只与输入直流 电压源连接的开关管化1的PWM波的占空比为k，其余四只开关管化2的PWM波的占空比均为初 始值，八只开关管PWM波的频率值均为X，并且开关管化1的关断时刻要早于同属一只桥臂 的开关管化2。
[0021] 本发明还提供了一种全桥化打皆振DC/DC变换器的输出电压控制方法，包括W下步 骤：
[0022] Sl:采集全桥化打皆振DC/DC变换器的输出电压V。；
[0023] S2: W频率作为调节对象，采用电压控制算法根据输出电压V。和预设的参考输出 电压Vref得到开关管驱动信号的频率值fd;同时W占空比作为调节对象，采用电压控制算法 根据输出电压V。和预设的参考输出电压Vref得到开关管驱动信号的占空比k ;
[0024] S3:如果频率值足</,，. 表示频率值上限，如果是，进入步骤S4,否则进入步骤 S5；
[0025] S4:根据接收到的频率值f生成PWM波，发送给全桥LLC谐振DC/DC变换器中的各个 开关管，令八只开关管的PWM波的频率值为fd，占空比与上一时刻相同，并且四只与输入直 流电压源连接的开关管化1的关断时刻要早于同属一只桥臂的开关管化2,返回步骤SI;
[0026] S5:根据接收到的占空比k，生成PWM波，发送给全桥化打皆振DC/DC变换器中的