电源变换电路及其驱动控制电路的制作方法

文档序号:10473261阅读:530来源:国知局
电源变换电路及其驱动控制电路的制作方法
【专利摘要】本发明公开了一种电源变换电路及其驱动控制电路,包括功率级电路和驱动控制电路,所述的功率级电路为反激式电路或升降压型电路,电路中含有主功率开关管,所述驱动控制电路用于控制主功率开关管的开关状态;所述的驱动控制电路通过斜坡信号与参考信号进行比较,用以产生关断主功率开关管的关断信号,所述的斜坡信号在主功率开关管导通时刻自零线性上升,达到所述参考信号时,主功率开关管关断;所述参考信号,与电源变换器的补偿信号与主功率开关管占空比的比值,成正比例关系。本发明中的参考信号考虑了占空比的变化,在输入电流的计算中,该占空比参数会被抵消,使得输入电压与输入电流成正比,达到了消除占空比所引起的总谐波失真现象的技术效果。
【专利说明】
电源变换电路及其驱动控制电路
技术领域
[0001] 本发明设及电力电子技术领域,具体设及一种电源变换电路及其驱动控制电路。
【背景技术】
[0002] 在交直流变换(AC/DC)电路中,为了减少电路对电网的污染,需要其输入电流波形 为正弦,并且和接入电网电压同相位,W达到低总谐波失真(Total化rmonic Distodion) T皿和高功率因数(P巧的要求。运种高PF的电路可称为带功率因数校正(PFC)的电路。
[0003] W反激式变换电路为例,高功率因数临界导通模式的反激式变换电路一般采用峰 值电流控制,或者恒定导通时间(COT)控制。峰值电流控制方法的本质也属于恒定导通时间 控制模式,下面W峰值电流控制举例说明。
[0004] 如图1所示的反激式变换电路包括反激式功率级电路和驱动控制电路,所述的驱 动控制电路用W控制反激式功率级电路的MOS的导通状态,驱动控制电路是一种常用峰值 电流控制电路,使得反激式变换电路电路工作于临界导通模式。临界导通模式即变压器或 电感电流下降到0之后,则控制MOS导通。临界导通模式可W降低MOS的开通损耗,从而有效 提高系统效率。
[0005] 图1中的驱动控制电路采用乘法器来做PFC的具体方法为:驱动控制电路的输入采 样电路采样输入电压信号,同时将输入电压采样信号与补偿信号COMP相乘,得到指令信号。 由于控制系统的带宽远低于电网频率,所WCOMP的变化频率远低于输入电压频率(电网频 率),在一个电网周期(也称为工频周期)内,可W认为COMP电压基本不变,因此该指令信号 为正弦,且和电网电压同相。由于电路工作在临界导通模式,MOS管导通时,其电流从0上升, 采样电阻采样流过MOS管电流,当采样电流信号SNP等于指令信号时,控制MOS管关断。因此, MOS管电流的峰值Ipeak的包络线为正弦,并且和输入电压同相位。
[0006] 如图2所示,示意了输入电压Vin波形、续流二极管电流Id波形、MOS管M2的电流Imos 波形及其口极GATE的波形。MOS管M2的电流的平均值即为输入电流。MOS管M2的峰值电流 Ipeak和输入电压Vin,励磁电感Lm及导通时间Ton的关系为:Vin = LM*IpEAK/T日N。输入平均电流 iin和MOS管M2的峰值电流Ipeak和占空比D之间的关系为:iin= Ipeak*D/2。其中,占空比D = Ton/ T,T为开关周期。因此,可W得到输入电流iin和输入电压Vin,励磁电感Lm,导通时间Ton,开关 周期T之间的关系为iin = Vin*D*T〇N/(巧LmKTon根据正弦波峰值,可W导出T〇n = Lm*Ipeak/ V阳AK,其中,Vpeak为输入电压Vin的峰值;D = n*Vo/(Vin+n*Vo),其中n为变压器TRl的原副边 应比,Vo为输出电压。
[0007] 在W上现有技术当中,由于占空比是随电网电压变化的量。当输入电压高的时候, 占空比D小,而输入电压低的时候,占空比D大,所W输入电流并不是标准正弦的,因此输入 电流的仍存在总谐波失真(T皿),输入电流的波形还存在进一步优化的空间。

【发明内容】

[000引有鉴于此,本发明的目的在于提供一种电源变换电路及其驱动控制电路,用W解 决现有技术存在的谐波失真的技术问题。
[0009] 本发明的技术解决方案是,提供一种W下结构的电源变换电路,包括功率级电路 和驱动控制电路,所述的功率级电路为反激式电路或升降压型电路,所述的反激式电路或 升降压型电路中包括有主功率开关管,所述驱动控制电路用于控制主功率开关管的开关状 态;其特征在于:
[0010] 所述的驱动控制电路通过斜坡信号与参考信号进行比较,用W产生关断主功率开 关管的关断信号,所述的斜坡信号在主功率开关管导通时刻自零线性上升,达到所述参考 信号时,主功率开关管关断;所述参考信号,与电源变换器的补偿信号与主功率开关管占空 比的比值,成正比例关系。
[0011] 优选地,所述的补偿信号由电源变换器的输出电压或输出电流与相应基准信号经 运放后得到,用W表征二者的误差。
[0012] 优选地,所述的驱动控制电路包括斜坡信号产生电路,所述的斜坡信号产生电路 包括电流源、电容和开关,所述的电流源对所述电容充电,所述的电容与开关并联,所述电 容与开关的其中一个公共端接地,另一个公共端作为输出端输出斜坡信号。
[0013] 优选地,所述的电流源由电流源转换电路产生,所述的电流源转换电路接收一电 压,所述的电压经电流源转换电路,将其转化为所述电流源;所述的电流源转换电路为跨导 放大器。
[0014] 优选地,所述的驱动控制电路还包括参考信号产生电路,所述参考信号产生电路 为除法电路,所述的参考信号产生电路接收表征所述补偿信号的信号和表征所述占空比的 信号,经过运算,得到表征所述补偿信号与所述占空比之比值的参考信号。
[0015] 优选地,所述的参考信号产生电路接收所述的补偿信号和用W控制主功率开关管 开关状态的PWM信号,输出所述的参考信号。
[0016] 优选地,所述的参考信号产生电路包括运算放大器和开关电路,所述的运算放大 器的第一输入端接收所述的补偿信号,所述的运算放大器的第二输入端与其输出端之间串 联一电容,所述的开关电路包括相互串联第一开关和第二开关,所述第一开关的另一端与 运算放大器的输出端连接,所述第二开关的另一端接地,所述第一开关和第二开关的公共 端与运算放大器的第二输入端之间串联第一电阻。
[0017] 优选地,所述的第一开关的控制端接入所述PWM信号,将所述PWM信号取反后作为 所述第二开关的控制信号。
[0018] 优选地,所述的参考信号产生电路包括第一电流转换电路、第二电流转换电路和 运算放大器,所述的第一电流转换电路与所述运算放大器的第一输入端连接,所述的第二 电流转换电路与所述运算放大器的第二输入端连接,运算放大器的输出端与电流调节管的 控制端连接,所述的电流调节管接入所述的第一电流转换电路,通过控制电流调节管调节 第一电流转换电路的电流,W使得所述运算放大器的两个输入端的电压相等。
[0019] 优选地,所述的第一电流转换电路接收第一电流源,所述的第一电流源与所述占 空比成正比例关系;所述的第二电流转换电路接收第二电流源和第=电流源,所述的第二 电流源和第=电流源的其中一个与所述补偿信号成正比例关系,则另外一个为恒流源。
[0020] 优选地,所述的第一电流转换电路与第二电流转换电路分别由两个=极管连接而 成,所述两个=极管的集电极相互连接,其中一个=极管的基极与另一=极管的发射极连 接,该另一=极管的基极与另一电流转换电路的相应=极管的基极连接;第一电流转换电 路和第二电流转换电路两个=极管的发射极的公共端分别接入运算放大器的两个输入端, 所述运算放大器的输出端与其中一个电流转换电路的所述该另一=极管的发射极之间经 电流调节管连接。
[0021] 本发明的另一技术解决方案是,提供一种W下电路结构的驱动控制电路,包括斜 坡信号产生电路和参考信号产生电路,所述的斜坡信号产生电路产生斜坡信号,所述的参 考信号产生电路产生参考信号,通过斜坡信号与参考信号进行比较,用W产生关断主功率 开关管的关断信号,所述的斜坡信号在主功率开关管导通时刻自零线性上升,达到所述参 考信号时,主功率开关管关断;所述参考信号,与电源变换器的补偿信号与主功率开关管占 空比的比值,成正比例关系。
[0022] 采用本发明的电路结构,与现有技术相比,具有W下优点:由于现有技术所存在的 因输入电压变化引起占空比变化,使得输入电流与输入电压的相位不一致,导致存在谐波 失真的现象;本发明鉴于上述状况,在驱动控制电路中,在参考信号中引入了占空比运一参 数,即所述的参考信号考虑了占空比的变化,在输入电流的计算中,该占空比参数会被抵 消,因此占空比的变化不再影响输入电流,使得输入电压与输入电流成正比,达到了消除占 空比所引起的总谐波失真现象的技术效果。
【附图说明】
[0023] 图1为采用现有技术驱动控制电路的反激式变换器的电路结构图;
[0024] 图2为图1现有技术的工作波形图;
[0025] 图3为本发明用于电源变换电路的驱动控制电路的电路结构图;
[0026] 图4为反馈补偿电路的结构示意图;
[0027] 图5为图3的工作波形图;
[0028] 图6为本发明的参考信号产生电路的另一种实施例。
【具体实施方式】
[0029] W下结合附图对本发明的优选实施例进行详细描述,但本发明并不仅仅限于运些 实施例。本发明涵盖任何在本发明的精神和范围上做的替代、修改、等效方法W及方案。
[0030] 为了使公众对本发明有彻底的了解,在W下本发明优选实施例中详细说明了具体 的细节,而对本领域技术人员来说没有运些细节的描述也可W完全理解本发明。
[0031] 在下列段落中参照附图W举例方式更具体地描述本发明。需说明的是,附图均采 用较为简化的形式且均使用非精准的比例,仅用W方便、明晰地辅助说明本发明实施例的 目的。
[0032] 参考图3所示,示意了驱动控制电路的一个实施例的具体电路图,该驱动控制电路 可用于反激式变换电路(Flyback)、升降压型变换电路(Buck-Boost)等拓扑结构的开关电 源。虽然,【背景技术】W反激式变换电路所存在的技术问题作了具体说明,但只是为了阐述技 术问题的需要而作的举例说明,不能构成对本发明应用的限制。
[0033] 本发明的电源变换电路包括功率级电路和驱动控制电路,所述的功率级电路是指 相应电源变换的基本拓扑结构,例如,反激式,升降压型等。所述的功率级电路包括主功率 开关管,采用驱动控制电路控制主功率开关管的通断,W实现电源转换。
[0034] 本发明的关键在于,对驱动控制电路的改进。所述的驱动控制电路通过斜坡信号 Vrp与参考信号化ef进行比较,用W产生关断主功率开关管的关断信号,所述的斜坡信号 Vrp在主功率开关管导通时刻自零线性上升,达到所述参考信号时,主功率开关管关断,且 斜坡信号瞬时降至零(在下一次导通之前降至零均可,该处只是据图提出了一种方式);所 述参考信号化ef,与电源变换器的补偿信号COMP与主功率开关管占空比D的比值,成正比例 关系。
[0035] 所述的补偿信号COMP由电源变换器的输出电压或输出电流(一般通过相应的采样 信号来表征)与相应基准信号经运放后得到,用W表征二者的误差,详见图4所示。
[0036] 所述的驱动控制电路包括斜坡信号产生电路和参考信号产生电路,所述的斜坡信 号产生电路包括电流源、电容和开关SW3,所述的电流源对所述电容充电,所述的电 容C巧与开关SW3并联,所述电容C巧与开关SW3的其中一个公共端接地,另一个公共端作为 输出端输出斜坡信号化P。
[0037] 所述的电流源由电流源转换电路产生,本实施例中,采用跨导放大器U3作为电流 源转换电路,跨导放大器U3的增益为Gm,所述的跨导放大器U3接收恒定电压Vst,所述的恒 定电压Vst经跨导放大器U3,将其转化为所述电流源,该电流源的电流为I =Vs巧Gm,化P = Vst*Gm*t/C巧。W上实现中,U3所接收的电压为非恒压的情况,即该电压也可W为变化的电 压,同样能实施,并达到相应的技术效果。原因在于,但是该电压变化的速度远慢于开关速 度,对于开关来说,是一个固定的电压。
[003引 V巧达到参考信号Vref时,主功率开关管的导通时间结束并关断,因Vref = k (C0MP/D),则有Vs巧Gm*Ton/C巧=k(C0MP/D) ,Ton蝴=kC巧*C0MP/(Vs巧Gm)。W将本发明的 驱动控制电路应用到反激式变换器为例,即功率级电路的拓扑结构为反激式,那么,iin = ¥;[]1蝴*1'〇]1//(巧]^1),将1'〇]1*0 =化9*〔01?/"(¥31:*6111)代入上述公式,得到;[1。= 1^¥;[]1*化口* C0MP/(2礼M*Vs巧GmKLM为原边电感的励磁电感。上述表达式中,Vst是一个固定电压,Gm为 电压转电流模块的跨导,都是常数。所W,输入电流iin和输入电压Vin成正比,当输入电压 Vin是正弦时,输入电流iin也为正弦,有效地降低T皿,提高PF。
[0039] 所述参考信号产生电路从计算或功能上来说,可W认为是除法电路,即实现了补 偿信号COMP与主功率开关管占空比D的比值,得到的参考信号化ef引入了参数占空比D。当 然,实现了运种计算,可W采用多个实施例,图3中,
【申请人】提出了一个实施例,
[0040] 所述的参考信号产生电路包括运算放大器Ul和开关电路,所述的运算放大器Ul的 第一输入端接收所述的补偿信号COMP(包括能够表征补偿信号COMP的信号),所述的运算放 大器Ul的第二输入端(其电压用Va表示)与其输出端之间串联一电容Cl,所述的开关电路包 括相互串联第一开关SWl和第二开关SW2,所述第一开关SWl的另一端与运算放大器Ul的输 出端连接,所述第二开关SW2的另一端接地,所述第一开关SWl和第二开关SW2的公共端与运 算放大器Ul的第二输入端之间串联第一电阻R1。所述的第一开关SWl的控制端接入所述PWM 信号,将所述PWM信号经反相器U2取反后作为所述第二开关SW2的控制信号。
[0041 ]主功率开关管一般采用MOS管,在MOS导通时,即Pmi为高时,第一开关SWl导通,第 二开关SW2关断,第一开关和第二开关的公共端Vb电压为运放Ul的输出电压化ef;在MOS关 断时,即PWM为低时,开关SW2导通,开关SWl关断,Vb电压为0。运放Ul第二输入端化的电压为 Vb电压的平均值,即化ef *D,其中D为占空比,即Ton/T。由于Va = COMP,贝IJCOMP =化ef *D,即 化 ef = C0MP/D。
[0042] 采用上述实施例中的参考信号产生电路能够将参考信号化ef有效地和占空比关 联起来,W便在输入电压和输入电流的关系中,消除占空比变化对二者相位的影响,使得二 者成正比。
[0043] 参考图4所示,示意了反馈补偿电路的具体实施电路。所述的反馈补偿电路包括运 算放大器U7,所述的运算放大器U7两个输入端分别接收表征输出电压或输出电流的采样信 号FB和基准信号REF,从而得到补偿信号C0MP,通常情况下,还可在运算放大器U7的输出端 设置补偿电容,用W保持补偿信号COMP的稳定性。此外,对于反馈补偿电路的电路,不限于 图4中的实施方式,还可W采用跨导放大器等方式实现。
[0044] 参考图5所示,示意了斜坡信号化P和主功率开关管口极Gate的波形图,Gate本质 上表征了 PWM信号,同时表示导通时间W及占空比的信息。图中可知,斜坡信号化P在主功率 开关管导通时刻,开始线性上升,当其达到参考信号化ef时,主功率开关管关断,且斜坡信 号电压降低到0。如图3所示,斜坡信号Vrp和参考信号化ef分别输入比较器U4,由比较器输 出相应的关断信号,并输入RS触发器U5的重置端,形成PWM信号的下降沿。而对于主功率开 关管的开通,则并非本发明的必要技术特征,可W将主功率管的漏极信号与相应信号进行 比较,从而触发主功率开关管导通,但不限于运一种形式。RS触发器U5输出PWM信号,并通过 驱动电路U6输入至主功率开关管的控制端。
[0045] 参考图6示,为本发明参考信号产生电路的另一种实施例,所述的参考信号产生电 路包括第一电流转换电路、第二电流转换电路和运算放大器,所述的第一电流转换电路与 所述运算放大器的第一输入端连接,所述的第二电流转换电路与所述运算放大器的第二输 入端连接,运算放大器的输出端与电流调节管的控制端连接,所述的电流调节管接入所述 的第一电流转换电路,通过控制电流调节管调节第一电流转换电路的电流,W使得所述运 算放大器的两个输入端的电压相等。
[0046] 所述的第一电流转换电路接收第一电流源,所述的第一电流源与所述占空比成正 比例关系;所述的第二电流转换电路接收第二电流源和第=电流源,所述的第二电流源和 第=电流源的其中一个与所述补偿信号成正比例关系,则另外一个为恒流源。
[0047] 所述的第一电流转换电路与第二电流转换电路分别由两个=极管连接而成,所述 两个=极管的集电极相互连接,其中一个=极管的基极与另一=极管的发射极连接,该另 一=极管的基极与另一电流转换电路的相应=极管的基极连接;第一电流转换电路和第二 电流转换电路两个=极管的发射极的公共端分别接入运算放大器的两个输入端,所述运算 放大器的输出端与其中一个电流转换电路的所述该另一=极管的发射极之间经电流调节 管连接。
[0048] W实际电路所使用的=极管和连接关系为例,第一电流转换电路包括=极管QlO 和=极管Qll,流经两个管子的电流分别为no和ill,=极管QlO =极管Qll集电极互连,并 接收供电电压VD,电流源110置在=极管Q10的发射极。同理,第二电流转换电路包括=极管 Q12和=极管Q13,流经两个管子的电流分别为il2和il3,=极管Q12和=极管Q13的集电极 互连,并接收电压VD,电流源112和电流源113设置在S极管Q12和S极管Q13的发射极,连接 到相应电流源的所述发射极均接地。=极管QlO的发射极与运算放大器U8的第一输入端连 接,=极管Ql 3的发射极与运算放大器U8的第二输入端连接。电流调节管Ml O串联在Ql I的发 射极,所述的运算放大器U8的输出端连接电流调节管MlO的控制端。
[0049] W上电路中的原理如下,I10*iout = Il巧113。如果设置电流源112的大小正比于 COMP电压,即为C0MP/R11,其中,Rll为一固定等效阻抗。113为一固定电流源,电流源IlO的 大小正比于占空比D,即D/R12,其中,R12为一固定等效阻抗。iout = C0MP/D*(I13*R12/ RU),其中,I13*R12/R11为一常数,iout即正比于C0MP/D。电流iout流过电阻R10,得到电压 Vout,则输出电压Vout正比于C0MP/D。
[0050] 也可W设置电流源113的大小正比于COMP电压,112为一固定电流源。
[0051] 在=极管中,由于基极电流远小于集电极和发射极的电流,因此集电极电流近似 等于发射极电流。即110 = 110; ill = iout; il2 = 112; il3 = 113。在S极管中,存在公式 其中i C为集电极电流,VBE为基极和发射极之间的电压。因此,
J
因此,如果¥义=¥7,贝11;[10*;[11 = 0 ;[12*;[13,即110*;[0111 = 112*113。运放1]10通过调整管110,调节电流;[0111:,使得¥义=¥7,因此 I10*iout = I12*I13 成立。
[0052] 电流调整管MlO不一定要连接在Qll的发射极,可W连接在Q10-Q13任意一路发射 极,设置其他几路发射极的电流为输入电流。
[0053] W上所述的实施方式,并不构成对该技术方案保护范围的限定。任何在上述实施 方式的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等,均应包含在该技术方案的保护范 围之内。
【主权项】
1. 一种电源变换电路,包括功率级电路和驱动控制电路,所述的功率级电路为反激式 电路或升降压型电路,所述的反激式电路或升降压型电路中包括有主功率开关管,所述驱 动控制电路用于控制主功率开关管的开关状态;其特征在于: 所述的驱动控制电路通过斜坡信号与参考信号进行比较,用以产生关断主功率开关管 的关断信号,所述的斜坡信号在主功率开关管导通时刻自零线性上升,达到所述参考信号 时,主功率开关管关断;所述参考信号,与电源变换器的补偿信号与主功率开关管占空比的 比值,成正比例关系。2. 根据权利要求1所述的电源变换电路,其特征在于:所述的补偿信号由电源变换器的 输出电压或输出电流与相应基准信号经运放后得到,用以表征二者的误差。3. 根据权利要求2所述的电源变换电路,其特征在于:所述的驱动控制电路包括斜坡信 号产生电路,所述的斜坡信号产生电路包括电流源、电容和开关,所述的电流源对所述电容 充电,所述的电容与开关并联,所述电容与开关的其中一个公共端接地,另一个公共端作为 输出端输出斜坡信号。4. 根据权利要求3所述的电源变换电路,其特征在于:所述的电流源由电流源转换电路 产生,所述的电流源转换电路接收一电压,所述的电压经电流源转换电路,将其转化为所述 电流源;所述的电流源转换电路为跨导放大器。5. 根据权利要求2或3所述的电源变换电路,其特征在于:所述的驱动控制电路还包括 参考信号产生电路,所述参考信号产生电路为除法电路,所述的参考信号产生电路接收表 征所述补偿信号的信号和表征所述占空比的信号,经过运算,得到表征所述补偿信号与所 述占空比之比值的参考信号。6. 根据权利要求5所述的电源变换电路,其特征在于:所述的参考信号产生电路接收所 述的补偿信号和用以控制主功率开关管开关状态的PWM信号,输出所述的参考信号。7. 根据权利要求6所述的电源变换电路,其特征在于:所述的参考信号产生电路包括运 算放大器和开关电路,所述的运算放大器的第一输入端接收所述的补偿信号,所述的运算 放大器的第二输入端与其输出端之间串联一电容,所述的开关电路包括相互串联第一开关 和第二开关,所述第一开关的另一端与运算放大器的输出端连接,所述第二开关的另一端 接地,所述第一开关和第二开关的公共端与运算放大器的第二输入端之间串联第一电阻。8. 根据权利要求7所述的电源变换电路,其特征在于:所述的第一开关的控制端接入所 述PWM信号,将所述PWM信号取反后作为所述第二开关的控制信号。9. 根据权利要求5所述的电源变换电路,其特征在于:所述的参考信号产生电路包括第 一电流转换电路、第二电流转换电路和运算放大器,所述的第一电流转换电路与所述运算 放大器的第一输入端连接,所述的第二电流转换电路与所述运算放大器的第二输入端连 接,运算放大器的输出端与电流调节管的控制端连接,所述的电流调节管接入所述的第一 电流转换电路,通过控制电流调节管调节第一电流转换电路的电流,以使得所述运算放大 器的两个输入端的电压相等。10. 根据权利要求9所述的电源变换电路,其特征在于:所述的第一电流转换电路接收 第一电流源,所述的第一电流源与所述占空比成正比例关系;所述的第二电流转换电路接 收第二电流源和第三电流源,所述的第二电流源和第三电流源的其中一个与所述补偿信号 成正比例关系,则另外一个为恒流源。11. 根据权利要求10所述的电源变换电路,其特征在于:所述的第一电流转换电路与第 二电流转换电路分别由两个三极管连接而成,所述两个三极管的集电极相互连接,其中一 个三极管的基极与另一三极管的发射极连接,该另一三极管的基极与另一电流转换电路的 相应三极管的基极连接;第一电流转换电路和第二电流转换电路两个三极管的发射极的公 共端分别接入运算放大器的两个输入端,所述运算放大器的输出端与其中一个电流转换电 路的所述该另一三极管的发射极之间经电流调节管连接。12. -种驱动控制电路,其特征在于:包括斜坡信号产生电路和参考信号产生电路,所 述的斜坡信号产生电路产生斜坡信号,所述的参考信号产生电路产生参考信号,通过斜坡 信号与参考信号进行比较,用以产生关断主功率开关管的关断信号,所述的斜坡信号在主 功率开关管导通时刻自零线性上升,达到所述参考信号时,主功率开关管关断;所述参考信 号,与电源变换器的补偿信号与主功率开关管占空比的比值,成正比例关系。
【文档编号】H02M7/12GK105827123SQ201610341865
【公开日】2016年8月3日
【申请日】2016年5月20日
【发明人】金亦青, 张军明, 胡长伟, 任远程, 黄必亮, 周逊伟
【申请人】杰华特微电子(杭州)有限公司
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