高压电源装置的制造方法

文档序号:10518072阅读:218来源:国知局
高压电源装置的制造方法
【专利摘要】开关切换控制电路(90)通过使开关切换元件(Q1)接通而将高压变压器(T1)励磁,使高压变压器(T1)的次级线圈(N2)产生与直到断开为止的励磁量相应的谐振电压脉冲。开关切换控制电路(90)在施加给开关切换元件(Q1)的谐振电压脉冲为相位90°~270°为止的期间内使开关切换元件(Q1)导通,然后在高压变压器(T1)的漏电感(Le)与分布电容(C1)中产生的高次谐波振动的电流的极性反转后使开关切换元件(Q1)切断。
【专利说明】
高压电源装置
技术领域
[0001]本发明涉及例如离子产生装置、臭氧产生装置、利用高电压的电子设备等所使用的高压电源装置。
【背景技术】
[0002]例如在离子产生装置中组入了产生IkV?几kV的交流高电压的高压电源装置。例如在专利文献I中示出以下电路,具备高压变压器、与该高压变压器的初级线圈连接的晶体管、与高压变压器的次级线圈连接的反馈控制电路,反馈控制电路基于高压变压器的次级线圈的感应电压来进行晶体管的接通/断开控制,由此使高压变压器的次级线圈产生正弦波电压。
[0003]在先技术文献
[0004]专利文献
[0005]专利文献1: JP特开2002-319472号公报

【发明内容】

[0006]-发明所要解决的技术问题-
[0007]在专利文献I所示的现有的高压电源装置中,由于在有源区域使用对高压变压器的初级线圈进行驱动的晶体管,故晶体管的损耗大。在此,关于晶体管的损耗而在图15中表示典型的电流/电压波形。图15中,集电极电压Vc与高压变压器的初级线圈电流Il之积即为晶体管中产生的损耗P1。如图15所所示,在高压变压器的初级线圈电流Il流通的期间内向集电极施加电压,因此在该期间内产生损耗。再有,基极电流被反馈控制,以使得:即便输入电压发生变动,输出电压也变为恒定,因此若输入电压上升,则其上升量直接作为损耗而增加。再有,虽然也能将晶体管设为完全的接通/断开动作,但该情况下会产生开关切换噪声。
[0008]本发明的目的在于,提供降低了对高压变压器的初级线圈的电流进行开关切换的开关切换元件中的损耗及开关切换噪声的高压电源装置,进而提供一种不会使损耗增大就能容易地进行输出电压的控制的高压电源装置。
[0009]-用于解决技术问题的手段_
[0010](I)本发明的高压电源装置,其特征在于,具备:具有初级线圈及次级线圈的高压变压器;对高压变压器的初级线圈进行开关切换驱动的开关切换元件;通过对开关切换元件进行脉冲驱动,从而利用开关切换元件的接通将变压器励磁,利用直到断开为止的励磁量进行能量补充,由此持续地进行次级线圈与分布电容的谐振动作的开关切换控制电路,开关切换控制电路在开关切换元件的断开时被施加给该开关切换元件的谐振电压脉冲的相位为90°?270°为止的期间内,使开关切换元件导通,然后在高压变压器的漏电感与分布电容中产生的高次谐波振动的电流的极性变为零的附近使开关切换元件切断。
[0011](2)所述开关切换控制电路优选具备输出电压控制电路,其通过对开关切换元件的接通定时进行控制来控制高压变压器的输出电压(通过将接通定时提前来提高输出电压,通过将接通定时推迟来降低输出电压)。由此,不会使损耗增大,以简易的控制就能进行输出电压的控制。
[0012](3)上述(2)中,所述输出电压控制电路优选具备:偏置电路,其对高压变压器的输出电压叠加该输出电压越上升则越增大的偏置电压;和零交叉检测电路,其将被叠加了偏置电压的电压的零交叉定时作为开关切换元件的接通定时来检测。由此,可以使输出电压保持恒定,可向负载供给稳定的高电压。
[0013](4)上述(I)?(3)的任一个中,所述开关切换控制电路优选具备Pmi控制电路,其根据所述变压器的初级线圈或次级线圈中流通的电流,通过对所述开关切换元件进行PWM控制而使输出电压稳定化。由此,例如防止在轻负载时输出电压异常上升的现象,或者重负载时可使输出电压减少等,可以更稳定地进行动作。
[0014]-发明效果-
[0015]根据本发明,对高压变压器的初级线圈的电流进行开关切换的开关切换元件中的损耗被降低,再有开关切换噪声被降低。由此,能得到高效率且低噪声的高压电源装置。
【附图说明】
[0016]图1是第I实施方式涉及的高压电源装置101的电路图。
[0017]图2是第I实施方式涉及的高压电源装置的简易电路图。
[0018]图3(A)是高压电源装置101的等效电路图,图3(B)是图3(A)的各部的波形图。
[0019]图4是图1各部的波形图。
[0020]图5是针对使图3(A)示出的等效电路中的开关SI的导通/切断定时发生了变化时的谐振电流波形的变化进行表示的图。
[0021 ]图6是针对电压控制进行表示的波形图。
[0022]图7是高压电源装置101的各部的波形图。
[0023]图8是表示开关切换元件Ql中的损耗的波形图。
[0024]图9是第2实施方式涉及的高压电源装置102的电路图。
[0025]图10是表示第3实施方式涉及的高压电源装置的电路的一部分的图。
[0026]图11是第4实施方式涉及的高压电源装置104的电路图。
[0027]图12是高压电源装置104的各部的波形图。
[0028]图13是高压电源装置104的各部的波形图。
[0029]图14是表示高压电源装置104的、负载的轻重引起的输出电压V2的变化的例子的图。
[0030]图15是关于现有的高压电源装置中的晶体管的损耗的典型的电流/电压波形图。
【具体实施方式】
[0031]以后,参照附图并列举几个具体例子来表示用于实施本发明的多个方式。在各图中对同一场所付与同一符号。各实施方式均为例示,当然能够进行不同的实施方式中示出的构成的局部性的置换或组合。
[0032]《第i实施方式》
[0033]图1是第I实施方式涉及的高压电源装置101的电路图,图2是第I实施方式涉及的高压电源装置的简易电路图。
[0034]首先,参照图2对高压电源装置1lS的构成及动作进行说明。图2所示的高压电源装置1lS在高压变压器(以下简称为“变压器”)T1的初级线圈NI连接有开关切换元件Q1。该开关切换元件Ql的栅极连接有开关切换控制电路90。变压器Tl的次级线圈Ν2连接有作为交流高电压负载的臭氧产生元件20ULe是将变压器Tl的漏电感作为电路元件而图示的部件,电容器Cl是将高压变压器Tl及臭氧产生元件201的分布电容作为电路元件而图示的部件。其中,也可以外设电容器Cl。
[0035]若开关切换控制电路90将开关切换元件Ql接通,则电流(漏极电流)在变压器Tl的初级线圈NI中流通,变压器Tl被励磁。然后,若在给定定时使开关切换元件Ql断开,则根据变压器Tl的励磁能量,谐振电流在分布电容Cl与次级线圈N2所构成的谐振电路中流通,分布电容Cl的两端产生谐振电压。对于谐振电压脉冲的相位而言,0°?90°及270°?360° (7)范围相当于对分布电容Cl的充电期间,90°?270°的范围相当于放电期间。
[0036]开关切换元件Ql的开关切换频率比上述谐振电路的谐振频率高。为此,在谐振电压脉冲(人山)未结束的期间内开始开关切换元件Ql的接通。
[0037]此时,在谐振电压脉冲的相位为90°?270°的范围内的定时、即分布电容Cl的放电期间内导通开关切换元件Ql,由此通过强制性地将电流从分布电容Cl经由漏电感Le而抽出,从而可以供给谐振动作的能量,并且使谐振动作继续。
[0038]如果在该范围内接通,那么不会产生异常振荡或异常电流。
[0039]图3(A)是高压电源装置101的等效电路图,图3(B)是图3(A)的各部的波形图。
[0040 ]图2的变压器TI及漏电感Le由图3(A)所示的、励磁电感Lp及漏电感La、Lb所构成的T型电路来表示。再有,图2的开关切换元件Ql由图3(A)所示的开关SI来表示,图2的臭氧产生元件201由图3(A)所示的负载电阻R4来表示。
[0041]在开关SI为断开状态且电感Lp、Lb及分布电容Cl所引起的并联谐振电流(高次谐波振动)Ip流通的期间内如果开关SI接通,那么电感La、Lb及分布电容Cl引起的串联谐振电流Is流通。图3(B)所示的例子中,在从分布电容Cl朝着电源返回的电流流通的状态、且分布电容Cl残留有电荷的状态下,通过接通开关SI,从而串联谐振电流Is流通。
[0042]上述高次谐波振动是由分布电容Cl与漏电感La、Lb来决定的。其能量与滞留在分布电容Cl的电荷成比例,因此直到到达在图2示出的开关切换元件Ql的漏极电压下观察到正弦波振动的最低点为止,(在谐振电压脉冲的相位为90°?270°的范围内)可以通过将开关切换元件Ql接通而使高次谐波振动产生。
[0043]高次谐波振动的能量由作为正弦波电压的残存于分布电容的电位来决定。通过使高次谐波振动叠加于在原来的变压器Tl的次级线圈N2与分布电容Cl产生的主振动(基于并联谐振的电压),从而可控制输出电压。
[0044]上述正弦波电压稳定,其结果,作为高次谐波振动也稳定的输出而产生,因此能够实现稳定的控制。再有,在使上述高次谐波振动产生的期间内,同时补充主振动的能量、也就是说被负载抽出的能量。因此,通过将该期间缩短,也能降低输出电压。
[0045]图1所示的高压电源装置101是具体地表示图2示出的开关切换控制电路90的构成的电路图。开关切换控制电路具备栅极信号产生电路10、远程开关电路20、脉冲宽度设定电路30、及偏置电路40。
[0046]图1所示的高压电源装置101的变压器Tl具备输出电压检测用的3次线圈N3。栅极信号产生电路10中,零交叉检测电路11检测3次线圈N3的输出电压的零交叉,单触发脉冲产生电路12将零交叉检测电路11的输出信号作为触发器,向双稳态多谐振荡器15的设定端子提供单触发脉冲。基准电压位移电路13根据远程开关电路20的输出电压来确定向比较器14提供的基准电压。比较器14对脉冲宽度设定电路30的输出电压和基准电压位移电路13的输出电压(基准电压)进行比较,将其结果提供给双稳态多谐振荡器15的复位端子。驱动器电路16输入双稳态多谐振荡器15的输出电压,以产生开关切换元件Ql所对应的栅极信号Vg。
[0047]远程开关电路20根据远程端子REMOTE的电位来确定基准电压位移电路13的输入电压。远程开关电路20由电阻R3、R4、R5、电容器C6及晶体管Q2构成。根据远程端子REMOTE的电平,基准电压位移电路13确定基准电压。
[0048]脉冲宽度设定电路30是基于驱动器电路16的输出电压的充放电电路。脉冲宽度设定电路30由电阻R6、R7及电容器C7构成。如果驱动器电路16的输出电压变成高电平,那么电容器C7的充电电压上升,比较器14的+端子输入电压上升。在该电压超过基准电压位移电路13的输出电压时双稳态多谐振荡器15被复位,驱动器电路16的输出电压返回至低电平。即,通过该动作来确定开关切换元件Ql的接通期间。
[0049]偏置电路40是将向零交叉检测电路11提供的电压信号的电平位移的电路。如后面所不,利用偏置电压来控制输出电压,由此输出电压被稳定化。偏置电路40由电容器C8、C9、C10、二极管D4、D5、D6、电阻R9、R10、R12、R13、R14、可变电阻VRl构成。变压器Tl的3次线圈N3的输出电压被电容器C9、C10及二极管D5、D6进行倍压整流。由此,产生3次线圈N3的输出电压的峰-峰值(Peak-to-peak value)的直流变换电压。该电压被电阻Rl2、R14及可变电阻VRl分压,并通过电阻R9、R10及电容器C8而被平滑。该平滑电压被叠加于3次线圈N3的输出电压后被施加给零交叉检测电路11。
[0050]图4是图1各部的波形图。参照图4来说明图1示出的高压电源装置101的动作。
[0051 ]在定时t0,若REMOTE信号变为高电平,则从栅极信号产生电路10输出的栅极信号Vg变为高电平,开关切换元件Ql接通。由此,漏极电流Id上升,在变压器Tl蓄积励磁能量。
[0052]在定时tl,若栅极信号Vg变为低电平,则开始变压器Tl的励磁能量的释放。该励磁能量的释放时产生的反电动势与开关切换元件Ql的切断同时地变化为对分布电容Cl的充电电流,变压器Tl的励磁能量移动到分布电容Cl。由此,次级线圈N2的输出电压、3次线圈N3的输出电压、漏极电压Vd分别以正弦波状上升(产生正脉冲)。
[0053]变压器Tl的励磁能量移动到分布电容Cl后,通过来自分布电容Cl的放电,次级线圈N2的输出电压、3次线圈N3的输出电压、漏极电压Vd分别以正弦波状向反方向减少(产生负脉冲)。即产生正弦波状的电压振动(主振动)ο主振动的频率例如为30?50kHz。
[0054]偏置电路40的输出电压V3’达到降低零交叉的定时t2时,双稳态多谐振荡器15被设定,开关切换元件Ql导通。由此,在电流从分布电容Cl向次级线圈N2返回(将变压器Tl朝反向励磁)的途中,分布电容CI的电荷被强制性地抽出(分布电容CI被强制放电)。由此,振动模式过渡性地变化,因此由漏电感Le与分布电容CI构成的谐振电路引起高次谐波振动。该振动被表示为漏极电流Id的波形。高次谐波振动的频率例如为80?200kHz。
[0055 ]上述高次谐波振动中产生的反方向脉冲电压被叠加于上述主振动的负脉冲,电压振动的峰-峰值增大。
[0056]叠加的电压电平由开关切换元件Ql的导通时间点的分布电容Cl的电压电平来决定,越是更高的电压的定时,被叠加的电压就越增大。相反,如果是低的电压的定时,那么叠加电压减小。利用该特性,能够控制输出电压。
[0057]如已经描述过的那样,开关切换元件Ql的导通是在谐振电压脉冲(主振动)的相位90°?270°的范围内的定时进行的。
[0058]上述主振动是通过接通开关切换元件Ql而开始的,由于同时初级线圈NI的励磁也开始,故上述高次谐波振动的能量被持续地供给,能够实现稳定动作。
[0059]在自t2起经过给定时间后、即定时t3,若开关切换元件Ql切断,则如漏极电流Id的波形所表示的那样,反方向的电流开始在开关切换元件Ql的体二极管中流通。然后,在定时t4,体二极管的电流被切断。因此,开关切换元件Ql的断开定时优选在由漏电感Le与分布电容Cl决定的高次谐波振动周期的相位,被设定于180°附近。在直到180°?360°为止的期间(高次谐波振动的电流的极性反转的期间)内,切断的是软开关(零电流开关)及零电压开关,因此开关切换损耗极少、开关切换噪声也小。即便是180°以下的情况,如果在180°附近,那么开关切换损耗也不会变大,可抑制高次谐波振动的返回电流,因而可以抑制变压器的损耗。因此,虽然也考虑越出零电流开关的区域若干的情况,但只要在高次谐波谐振电流的峰值以下的定时被开关,就不会导致显著的损耗的增加。
[0060]如上所述,在零电流开关切换及零电压开关切换的效果产生的程度的相位将开关切换元件Ql切断,该定时是上述“在高次谐波振动周期的相位为180°附近”的含义。
[0061]图5及图6是对上述电压控制进行表示的波形图。图5针对使图3(A)示出的等效电路中的开关SI的导通/切断定时发生了变化时的谐振电流波形的变化进行表示。图6中,如栅极信号Vg的3个波形所表示的,表示使开关切换元件Ql的导通定时变化为t21、t22、t23的例子。
[0062]如图5所示,若使开关SI的导通/切断定时变化,则串联谐振电流Is被叠加于主要的谐振电流(并联谐振电流Ip)。因此,如图6所示,通过使接通定时变化为t21、t22、t23,从而如漏极电流Id的波形Idl、Id2、Id3所表示的那样,在漏电感Le与分布电容Cl之间产生的高次谐波振动的振幅变化。伴随于此,输出电压V2如V21、V22、V23所示那样发生变化。即,通过在谐振电压脉冲(主振动)的相位为90°?270°的范围内对导通定时进行控制,从而可控制叠加电压,其结果,可将输出电压V2的峰-峰值控制为给定值。
[0063 ]图1示出的偏置电路40针对向负载的输出电压V2的比例值即3次线圈N3的输出电压V3叠加输出电压V3越上升就越增大的偏置电压。为此,若输出电压V3减少,贝Ij开关切换兀件Ql的导通定时提前,其结果,输出电压上升。在输出电压V3上升时通过该相反的动作,开关切换元件Ql的导通定时推迟。通过该作用,向负载的输出电压V2被稳定化。
[0064]开关切换元件Ql的接通期间由脉冲宽度设定电路30来确定。本实施方式中,确定开关切换元件Ql的接通期间,使得在切断定时t31、t32、t33成为软开关(零电流开关)。例如若在定时t21导通,则确定上述开关切换元件Ql的接通期间,使得在高次谐波振动的相位为180°?360°的范围内被切断。由于在变压器Tl的漏电感Le与分布电容Cl产生的高次谐波振动的频率是恒定的,故可固定开关切换元件Ql的接通期间。再有,也能检测高次谐波电流脉冲零交叉时并进行断开,可创建能实现更宽的范围内的控制的电路。
[0065]图7是高压电源装置101的各部的波形图。在此也表示负载电流12。这样,对负载施加正弦波状的交流高电压,流通正弦波状的交流电流。本实施方式中,高压电源装置的负载是臭氧产生元件201,因此为电容性负载。为此,电流12比电压V2相位超前90°。
[0066]图8是表示开关切换元件Ql中的损耗的波形图。虽然漏极电压Vd与漏极电流Id之积成为开关切换元件Ql中的损耗,但开关切换元件Ql为软开关及零电压开关,因此开关切换引起的损耗几乎不会产生。
[0067]另外,在图1示出的例子中,虽然将变压器Tl的初级线圈NI与电感器LI串联连接,但如果变压器Tl的漏电感为给定值,则不需要该电感器LI。再有,在图1中,虽然将分布电容Cl作为电路元件连接于变压器Tl的次级线圈N2并进行了图示,但也可以将作为实际部件的电容器并联连接于变压器Tl的次级线圈N2。
[0068]《第2实施方式》
[0069]图9是第2实施方式涉及的高压电源装置102的电路图。与第I实施方式不同,本实施方式的高压电源装置102向作为直流负载的离子产生元件202供给直流高电压。
[0070]如图9所表示的那样,在变压器Tl的次级线圈N2构成由漏电感Le及电容器Cl组成的谐振电路,并且构成由二极管D9、D10及电容器C12、C13所组成的倍压整流电路。由此,向离子产生元件202供给直流高电压。偏置电路40具备将负载电压分压的电阻R12、R13。偏置电路40的其他构成和图1示出的结构相同。进而,其他电路部分的构成也与图1示出的结构相同。
[0071]变压器Tl的次级线圈N2的输出电压虽然未正弦波状,但正负非对称,因此通过这样进行倍压整流来得到直流电压,从而可高精度地进行基于反馈控制的输出电压的稳定化。
[0072]《第3实施方式》
[0073]图10是表示第3实施方式涉及的高压电源装置的电路的一部分的图。变压器Tl的初级线圈NI串联连接有开关切换元件Ql,在开关切换元件Ql与初级线圈NI的第I端之间连接有二极管D7及电感器LI。再有,在开关切换元件Ql的漏极与初级线圈NI的第2端之间连接着由电容器<^11、电阻1?11及二极管08构成的缓冲器电路(811111^)61 circuit)。
[0074]上述二极管D7防止变压器Tl的初级侧的谐振动作。该二极管D7也可以连接于初级线圈NI的第2端侧。缓冲器电路在开关切换元件Ql的切断时(因自零电流开关的定时偏离少许而导致)即便变压器Tl的初级线圈产生反电动势,也能吸收该反电动势。与初级线圈NI连接的电感器LI也可以连接于开关切换元件Ql—侧。
[0075]另外,以上示出的各实施方式中,虽然检测3次线圈的电动势的零交叉,并将其用作触发器,但也可以检测开关切换元件Ql的漏极电压的零交叉并将其用作触发器。
[0076]《第4实施方式》
[0077]图11是第4实施方式涉及的高压电源装置104的电路图。如图11所表示的那样,高压电源装置104具备AC脉冲产生电路50。该AC脉冲产生电路50是用于检测变压器Tl的3次线圈N3的输出电压(AC脉冲)发生零交叉的定时的电路。在该AC脉冲发生零交叉的定时,开关切换元件Ql被导通。这与第1、第2实施方式中示出的高压电源装置101、102是相同的。
[0078]再有,高压电源装置104具备偏置电路40。该偏置电路40是利用AC脉冲电压与输出电压V2大致成比例的现象,用AC脉冲的整流电压使AC脉冲偏压的电路。通过具备该偏置电路40,从而若AC脉冲电压低,则AC脉冲的零交叉点的相位向左移位(提前),输出电压V2上升,若AC脉冲电压高,则AC脉冲的零交叉点的相位向右移位(延迟),输出电压V2减少。这与第1、第2实施方式中示出的高压电源装置101、102是相同的。
[0079]本实施方式的高压电源装置104具备三角波产生电路31。开关切换元件Ql的栅极信号被导入电阻R7及电容器C71、C72所组成的积分电路,设为三角波,在其电平达到了基准电压时,通过将开关切换元件Ql切断来决定栅极信号的脉冲宽度。该构成与作用和第1、第2实施方式示出的高压电源装置101、102中的脉冲宽度设定电路30相同。
[0080]可是,若存在负载减轻某种程度以上的状态,则在上述偏置电路40的作用下,AC脉冲电压的偏压量过于增大,零交叉点不会存在,无法进行稳定控制。虽然如果仅仅是负载减轻时只要将限幅器设置为偏压电平即可,但在想要使输出电压V2降低(想缩小)的情况下无法对应。因而,本实施方式的高压电源装置104具备由二极管D2、电阻R62、电容器C72组成的三角波偏压电路32。三角波偏压电路32在负载减轻而超过了给定的偏压量的情况下,二极管D2导通,电容器C72的充电电压升高。即,使用从二极管D2溢出的电流对三角波进行DC偏压。由此,缩窄开关切换元件Ql的脉冲宽度,以防止轻负载下的输出电压V2的上升。
[0081]另一方面,本实施方式的高压电源电路104具备电流检测电路51。电流检测电路51具备:被连接在开关切换元件Ql的源极与接地之间的由电阻1?26、1?24、电容器(:16组成的平滑电路;将该平滑电路的输出电压施加给AC脉冲产生电路50的二极管Dl;及将该平滑电路的输出电压施加给三角波偏压电路32的二极管D3。若负载电流12增大且二极管Dl导通,则进行动作,以使得对AC脉冲产生电路50相加偏压电压,输出电压得以抑制。进而,在负载电流增大的情况下,二极管D3导通,对三角波偏压电路32相加偏压电压。由此,脉冲宽度变窄,进行过电流保护。
[0082]图12、图13是表示图11示出的高压电源装置104的上述脉冲宽度控制引起的输出电压的变化的例子的波形图。图12中,针对开关切换元件Ql的漏极电压Vd、漏极电流Id、栅极信号Vg、输出电压V2加以表不。
[0083]若使栅极信号Vg的宽度T变化,则漏电感Le与分布电容Cl之间产生的高次谐波振动的振幅变化。伴随于此,输出电压V2如V21、V22、V23所示那样发生变化。
[0084]图13中,针对并联谐振电流Ip、串联谐振电流Is、栅极信号Vg、综合电流(Ip+Is)加以表示。
[0085]若使栅极信号Vg的宽度T变化,则漏电感Le与分布电容Cl之间产生的、串联谐振电流(高次谐波振动的振幅)变化。伴随于此,变压器T的初级线圈中流通的综合电流(Ip+Is)如图13所表示地变化。
[0086]图14是表示高压电源装置104的、负载的轻重引起的输出电压V2的变化的例子的图。在该例子中,若成为负载电阻值降低1ΜΩ的过电流状态,则如上所述,利用由源极电阻检测出的电压,AC脉冲产生电路及三角波被偏压,开关切换元件Ql的接通脉冲宽度变窄且输出电压减少。由此进行过电流保护。
[0087]另外,第4实施方式中虽然示出了输出交流高电压的高压电源装置的例子,但也可以构成为:在变压器Tl的次级线圈N2构成二极管及电容器所组成的整流平滑电路,由此向负载供给直流高电压。
[0088]-符号说明-
[0089]Cl…分布电容
[0090]C5 ?C13...电容器
[0091]D4 ?D10...二极管
[0092]12…负载电流
[0093]Id…漏极电流
[0094]II...初级线圈电流
[0095]LI...电感器
[0096]Le…漏电感
[0097]NI…初级线圈
[0098]N2…次级线圈
[0099]Ν3...3 次线圈
[0100]Ql...开关切换元件
[0101]R3 ?R7、R9 ?R14...电阻
[0102]REMOTE…远程端子
[0103]Tl...变压器
[0104]V2…次级线圈输出电压
[0105]V3-_3次线圈输出电压
[0106]Vc…集电极电压
[0107]Vd...漏极电压
[0108]Vg...栅极信号
[0109]VR1...可变电阻
[0110]10…栅极信号产生电路
[0111]11…零交叉检测电路
[0112]12…单触发脉冲产生电路
[0113]13…基准电压位移电路
[0114]14...比较器
[0115]15…双稳态多谐振荡器
[0116]16…驱动器电路
[0117]20…远程开关电路
[0118]30…脉冲宽度设定电路
[0119]31…三角波产生电路
[0120]32…三角波偏压电路[0121 ]40…偏置电路
[0122]50…AC脉冲产生电路
[0123]51…电流检测电路
[0124]52."AC脉冲偏压电路
[0125]90…开关切换控制电路
[0126]101、101S、102、…高压电源装置
[0127]201…臭氧产生元件
[0128]202…离子产生元件
【主权项】
1.一种高压电源装置,其特征在于,具备: 高压变压器,其具有初级线圈及次级线圈; 开关切换元件,其对所述高压变压器的初级线圈进行开关切换驱动;和 开关切换控制电路,其通过对所述开关切换元件进行脉冲驱动,从而利用所述开关切换元件的接通将变压器励磁,利用直到断开为止的励磁量来进行能量补充,由此持续地进行基于所述次级线圈与所述次级线圈间的分布电容的谐振动作, 所述开关切换控制电路在所述开关切换元件的断开时被施加给该开关切换元件的谐振电压脉冲的相位为90°?270°为止的期间内,使所述开关切换元件导通,然后在所述高压变压器的漏电感与所述分布电容中产生的高次谐波振动的电流的极性变为零的附近使所述开关切换元件切断。2.根据权利要求1所述的高压电源装置,其中, 所述开关切换控制电路具备输出电压控制电路,该输出电压控制电路通过对所述开关切换元件的接通定时进行控制来控制所述高压变压器的输出电压。3.根据权利要求2所述的高压电源装置,其中, 所述输出电压控制电路具备: 偏置电路,其对所述尚压变压器的输出电压叠加该输出电压越上升则越增大的偏置电压;和 零交叉检测电路,其将被叠加了该偏置电压的电压的零交叉定时作为所述开关切换元件的接通定时进行检测。4.根据权利要求1?3中任一项所述的高压电源装置,其中, 所述开关切换控制电路具备PWM控制电路,该PWM控制电路根据所述变压器的初级线圈或次级线圈中流通的电流,对所述开关切换元件进行PWM控制,以使得输出电压稳定化。
【文档编号】H02M7/537GK105874695SQ201580003576
【公开日】2016年8月17日
【申请日】2015年1月9日
【发明人】今村宣明
【申请人】株式会社村田制作所
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