开关电源电路及功率因数校正电路的制作方法
【专利摘要】开关电源电路及功率因数校正电路改善在交流输入波形的高相位角的部分峰值电流因电流连续控制而变大所导致的电流波形的失真及功率因数的恶化。相位角检测电路(60)基于电流连续控制设定电路(30)输出的、对与电感器电流检测电压的每一开关周期的峰值电流值相当的电压值进行保持的峰值保持信号(S9)和峰值保持时的单触发脉冲(S5)，检测出预先指定的相位角，在该检测时刻，输出判断电流连续控制设定电路(30)所设定的第2置位脉冲(S8)的有效或无效的信号(S11)。选择器电路(70)在输入有表示第2置位脉冲(S8)的无效的信号(S11)时，仅以在ZCD比较器(16)检测出电感器电流变成零之后将开关元件(4)接通的电流临界控制方式进行控制，因此，峰值电流不会变大。
【专利说明】
开关电源电路及功率因数校正电路
技术领域
[0001]本发明涉及将交流输入电压转换成规定的直流输出电压并将其提供给负载的开关电源电路及功率因数校正电路，特别涉及可切换电流临界控制方式和电流连续控制方式的开关电源电路及功率因数校正电路。
【背景技术】
[0002]在被提供有商用交流电源(AC100V?240V)的大多电子设备中，为了获得驱动内部的电子电路的直流电源，使用开关电源电路。因此，在开关电源电路中，需要将商用交流电源转换成直流的整流电路。整流电路中，在其后级所连接的平滑电容器仅在输入电压超过平滑电容器的电压的峰值附近时有电流流过，因此，存在如下问题:产生高频率的电流分量，成为高频噪声源，并且功率因数下降。
[0003 ]功率因数是将交流电路中的输入有效功率除以视在功率后得到的值，该输入有效功率为输入电压与输入电流之积的时间平均，该视在功率为输入电压的有效值与输入电流的有效值之积，有效功率为将视在功率乘以由负载决定的系数(功率因数)后得到的值。在将交流100伏特(V)与单纯的电阻负载连接的情况下，电压波形与电流波形为同相，功率因数为I。然而，在开关电源中，由于电阻以外的电容器、扼流线圈等负载原因，电流相位相对于电压相位有偏差。在此情况下，为了对功率因数与该偏差量相应地减少这一情况进行补偿，需要增大输入电流，这会导致至整流电路为止的输入线的功耗增大。因此，需要使用功率因数校正(PFC:Power Factor Correct1n)电路，防止功率因数的下降，抑制功耗，并抑制上述高频噪声。
[0004]在功率因数校正电路的控制方式中，大致分为电流连续控制方式和电流临界控制方式这两种。电流临界控制方式是检测出流过电感器的电感器电流变成零的时刻，在该时刻使开关元件导通的控制方式。电流临界控制方式中，由于检测出电感器电流变成零这一情况，并使开关元件导通，因此，可实现软开关，与作为硬开关的电流连续控制方式相比，接通损耗较小，效率较佳。另一方面，电流临界控制方式中，电感器电流的峰值比电流连续控制方式的情况下的峰值要高，需要提高电感器的电流容量。因此，具有如下特性:可用于功耗较小、例如250瓦特(W)程度以下的开关电源电路的功率因数校正电路，而不适用于更大容量的开关电源电路的功率因数校正电路。
[0005]功率因数校正电路是在开关电源电路中，通过使交流输入电流波形与由整流电路进行整流后的交流输入电压波形同相，从而将功率因数校正成接近I的电路。功率因数校正电路还抑制有害的EMI (Electro-Magnetic Interference:电磁干扰)的产生、会导致设备损坏的高频电流、电压。
[0006]上述电流连续控制方式及电流临界控制方式各自具有特征，但已知有通过将它们组合来对应上述问题的功率因数校正电路(例如，参照专利文献I)。该专利文献I所示的功率因数校正电路在重负载时切换电流临界控制方式和电流连续控制方式来进行动作。
[0007]图8是表示利用了能切换电流临界控制方式和电流连续控制方式的功率因数校正电路的开关电源电路的电路图。另外，在以下的说明中，端子名和该端子的电压、信号等有时会使用相同标号。
[0008]在图8的开关电源电路中，利用全波整流电路I对交流输入电压进行全波整流，在全波整流电路I的输出端连接有电容器2的一端，利用电容器2去除后述的开关元件4的开关动作所引起的高频分量。在全波整流电路I的输出端还连接有包含电感器3、由MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)构成的开关元件4、二极管5及电容器6的升压电路。通过利用该升压电路对从全波整流电路I输出的整流电压进行升压整流，可对连接在电源输出端子7与接地之间的负载(未图示)提供例如约400V的直流输出电压。
[0009]功率因数校正电路100由将各种功能一体化的集成电路构成，通过使升压电路中的电感器电流和输入电压的相位一致，从而对功率因数进行校正。
[0010]功率因数校正电路100具有FB端子、IS端子、OUT端子、RT端子、及COMP端子，作为外部连接端子。FB端子是将输出电压反馈的反馈信号输入用的端子，IS端子是与接地之间连接有电流检测电阻R3，用于将开关元件4中流过的电流转换成负电压，并检测电感器3中流过的电流的端子。OUT端子是构成开关元件4的MOSFET的栅极驱动输出用的端子，控制MOSFET的接通、关断。RT端子是决定振荡波形的电阻连接用的端子，连接有一端接地的定时电阻Rl，是用于生成斜率与该定时电阻Rl的电阻值对应的锯齿状振荡输出的端子。COMP端子是用于连接相位补偿元件的端子，经由电容器Cl接地，对该电容器Cl并联连接有电阻R6和电容器C2的串联电路。电容器Cl、C2及电阻R6构成相位补偿电路。另外，除此之外，功率因数校正电路100还包括未图示的电源电压输入用的VCC端子、接地用的GND端子等。
[0011]在功率因数校正电路100的内部设置有将输入到FB端子的输出电压的检测值与基准电压Vref之差放大输出的误差放大器11、及PWM (脉冲宽度调制:Pu I se WidthModulat1n)比较器12。功率因数校正电路100还具有振荡器13、电平转换电路20、电流连续控制设定电路30、ZQ)(Zero Current Detect1n:零电流检测)比较器16、或电路14a、14b及RS触发器I 5。功率因数校正电路100还具有过电压保护用的OVP (Over VoltageProtect 1n:过电压保护)比较器18、及用于检测过电流的0CP( Over Current Protect1n:过电流保护)比较器19。
[0012]开关元件4的漏极端子连接到电感器3与二极管5的连接点，源极端子连接到功率因数校正电路100的接地端。电源输出端子7经由串联连接的电阻R4、R5接地，电阻R4、R5的连接点连接到FB端子。
[0013]在以上结构的开关电源电路中，功率因数校正电路100通过使升压电路中的电感器电流与输入电压的相位一致，来对功率因数进行校正。以下，说明该开关电源电路的动作的详细情况。
[0014]功率因素校正电路100中，误差放大器11由跨导放大器构成，其非反相输入端子接收基准电压Vref，反相输入端子连接有FB端子。由此，功率因数校正电路100控制成使得FB端子的电压与基准电压Vref相等。FB端子输入有利用电阻R4、R5对电源输出端子7进行分压后得到的电压。误差放大器11的输出连接到COMP端子及PffM比较器12的反相输入端子。
[0015]在COMP端子连接有用于构成相位补偿电路的电容器Cl、电阻R6及电容器C2，对交流输入电压的变化所对应的脉动分量进行平滑。
[0016]在PWM比较器12的非反相输入中输入有振荡器13的输出波形。振荡器13经由输出固定电压的RT端子与外部的定时电阻Rl连接，以根据定时电阻Rl的电阻值而流过的电流值为基准对内置的电容器进行充电，从而生成斜率与定时电阻Rl对应的锯齿状的振荡输出。若振荡器13的输出波形超过COMP端子的电压，则PffM比较器12的输出经由或电路14a向RS触发器15输出复位信号。由此，RS触发器15的OUT端子成为L(低)电平，使开关元件4处于关断状态。
[0017]此外，或电路14a连接有过电压保护用的OVP比较器18、过电流保护用的OCP比较器19的输出。
过电压保护用的OVP比较器18在反相输入端子侧接收基准电压Vovp，在非反相输入端子侧连接有FB端子。过电压保护用的OVP比较器18在反映电源输出电压的FB端子电压超过基准电压Vovp的情况下，输出成为H(高)电平，将RS触发器15复位。
[0018]过电流保护用的OCP比较器19在非反相输入端子侧接收基准电压Vocp，在反相输入端子侧连接有与IS端子连接的电平转换电路20，接收第2电流电平信号S2。过电流保护用的OCP比较器19的输出经由或电路14a连接到RS触发器15的复位端子，在第2电流电平信号S2低于基准电压Vocp的情况下，输出H电平，将RS触发器15复位。另外，如后所述，第2电流电平信号S2为流过电阻R3的电流越大越低的信号。
[0019]另外，从与IS端子连接的电平转换电路20输出的第I至第3电流电平信号S1、S2、S3分别输出将基准电压Vref2与IS端子之间的电压进行电阻分压得到的不同值的信号。电平转换电路20的第I及第2电流电平信号S1、S2输入到电流连续控制设定电路30，电流连续控制设定电路30生成经由或电路14b提供给RS触发器15的第2置位脉冲S8(电流连续控制用的接通信号)。
[0020]将提供有第3电流电平信号S3的ZCD比较器16的输出信号作为电流临界控制用的接通信号即第I置位脉冲，经由或电路14b输入到RS触发器15的置位端子。对于上述第I至第3电流电平信号S 1、32、53及第2置位脉冲58信号的生成，在图9中后述。
[0021]或电路14b输入有ZCD比较器16的输出信号即第I置位脉冲和第2置位脉冲S8，在任一个先变成H电平的信号的时刻，将RS触发器15置位，使OUT端子为接通状态的H电平。
[0022]图9是表示构成功率因数校正电路的电平转换电路及电流连续控制设定电路的具体结构的电路图。
如图9所示，电平转换电路20由4个串联连接的电阻R21?R24构成，一端连接到正的基准电压Vref 2，另一端连接到IS端子。在该IS端子连接有构成电感器电流检测电路的电流检测电阻R3，若在该电流检测电阻R3中有电流流过，则提供检测出电感器电流的负电压的电感器电流检测电压。
[0023]在电平转换电路20中，使来自IS端子的输入电压转变到与电感器电流检测电压极性相反的正电压侧。由此，电平转换电路20将电感器3中流过的电感器电流转换成与其成比例的第I至第3电流电平信号S1、S2、S3，并分别以互不相同的电压电平来输出第I至第3电流电平信号S1、S2、S3。另外，此处，使用“成比例”表示输出为输入的线性函数。
[0024]第I电流电平信号SI从基准电压Vref2侧的电阻R21、R22的连接点输出，提供给电流连续控制设定电路30。第2电流电平信号S2从中间的电阻R22、R23的连接点输出，分别提供给功率因数校正电路100的过电流保护用的OCP比较器19及电流连续控制设定电路30。此夕卜，第3电流电平信号S3从IS端子侧的电阻R23、R24的连接点输出，提供给功率因数校正电路100的Z⑶比较器16。
[0025]另外，Z⑶比较器16起到作为将第3电流电平信号S3与基准电压Vzcd进行比较以检测出电感器3中流过的电流变成零的情况的零电流检测电路的作用。
[0026]如图9所示，电流连续控制设定电路30包括峰值保持电路40及置位脉冲生成电路50，将由置位脉冲生成电路50生成的第2置位脉冲S8输出到图8所示的或电路14b。
[0027]该第2置位脉冲S8以相对于重负载将开关元件4的导通时刻变更为检测出零电流的时刻以前的方式起作用，将重负载时的控制方式从电流临界控制切换为电流连续控制。
[0028]在该电流连续控制设定电路30中，对峰值保持电路40输入有图8所示的RS触发器15的输出信号SO和电平转换电路20的第I电流电平信号SI。峰值保持电路40中，从第I电流电平信号SI生成峰值电平信号S6，置位脉冲生成电路50中，生成对开关元件4的导通时刻进行规定的第2置位脉冲S8。
[0029]峰值保持电路40包括单触发电路41、传输门42及保持电路43。单触发电路41具有M0SFET31、恒流源32、电容器C4、反相器33、34、与非电路35及反相器36，生成与开关元件4的截止时刻同步的单触发脉冲S4、S5。峰值保持电路40中，对M0SFET31的栅极端子提供有RS触发器15的输出信号SO，使M0SFET31导通或截止。由此，与M0SFET31并联连接的电容器C4以重复利用M0SFET31进行放电和利用恒流源32进行充电的方式动作。对反相器33输入有RS触发器15的输出信号SO，反相器34的输入端子连接到电容器C4与恒流源32的连接点，被提供有电容器C4的充电电压。两个反相器33、34的输出电压均输入到与非电路35，生成单触发脉冲S4。由与非电路35生成的单触发脉冲S4进一步由反相器36反转，生成另一个反相的单触发脉冲S5。
[0030]上述单触发脉冲S4、S5分别提供给传输门42的反相输入端子及非反相输入端子。此处，传输门42在单触发脉冲S4为L电平、单触发脉冲S5为H电平的情况下，成为导通状态。
[0031]保持电路43由将电阻R7和电容器C3串联连接的电路构成，对传输门42成为导通状态时的电平转换电路20的第I电流电平信号SI进行保持，输出峰值电平信号S6。
[0032]置位脉冲生成电路50具有放大电路(电压跟随器)51、将两个电阻R8、R9串联连接而成的电阻电路、及比较电路52。放大电路51将由峰值保持电路40生成的峰值电平信号S6进行阻抗转换，其输出端子经由电阻R8、R9接地。由此，放大电路51输出与峰值电平信号S6相等的电压，该电压由电阻R8、R9进行分压，生成基准电压信号S7。比较电路52中，对反相输入端子提供有基准电压信号S7，对非反相输入端子从电平转换电路20提供有第2电流电平信号S2，将第2电流电平信号S2与基准电压信号S7的电压电平进行比较。比较电路52在第2电流电平信号S2成为超过基准电压信号S7的电压的情况下输出第2置位脉冲S8，该第2置位脉冲S8经由或电路14b输入到RS触发器15的置位端子。
[0033]图10是表示构成电流连续控制设定电路的单触发电路的主要部分信号波形的时序图。
单触发电路41中，被提供有RS触发器15的输出信号S0，其输出信号SO在从时刻t0以前到时刻tl为止的期间成为L电平，M0SFET31与开关元件4同样成为截止状态。此时，在电容器C4中有来自恒流源32的充电电流流过，因此，在时刻t0，电容器C4已被充电至规定的电压电平(H电平)。因此，在从时刻t0到11的期间，从输入有输出信号SO的反相器33输出H电平到与非电路35，从反相器34输出L电平到与非电路35。由此，与非电路35输出H电平，反相器36输出L电平，因此，传输门42成为截止(切断)状态。
[0034]接下来，若在时刻11，输出信号SO成为H电平，则M0SFET31导通，从而电容器C4放电，对反相器34的输入立刻反转成L电平，同时，两个反相器33、34的输出信号也分别反转成L、H电平。即使如此，与非电路35的输出保持在H电平，因此，传输门42的截止状态没有变化。
[0035]接下来，在输出信号SO恢复到L电平的时刻t2，反相器33立刻输出H电平。然而，在反相器34的输入中，来自恒流源32的充电电流才开始流向电容器C4，因此，反相器34的输出继续为H电平状态。因此，与非电路35的输出从H电平反转为L电平，并且，反相器36的输出从L电平反转为H电平。由此，单触发电路41中，分别为L电平、H电平的单触发脉冲S4、S5输入到传输门42。
[0036]这样，在从时刻t2到时刻t3的期间，因单触发电路41中作为互补的信号而生成的单触发脉冲S4、S5传输门42成为导通状态，第I电流电平信号SI输入到保持电路43。
[0037]保持电路43中，经由传输门42输入的第I电流电平信号SI作为峰值电平信号S6由电容器C3保持。即，电感器电流在开关元件4导通的期间继续增加，因此，在开关元件4截止的瞬间成为最大值，来自单触发电路41的单触发脉冲S4、S5在开关元件4截止之后立即产生。
[0038]因此，保持电路43中，保持对与电感器电流的峰值对应的第I电流电平信号SI的峰值进行采样保持得到的峰值电平信号S6。
[0039]另外，单触发电路41中，若达到时刻t3，电容器C4由恒流源32进行充电而超过反相器34的阈值电压Vth，则反相器34的输出状态反转到L电平，与非电路35的输出从L电平反转为H电平，并且，反相器36的输出从H电平反转为L电平。由此，传输门42成为截止状态。即，在时刻t2到时刻t3的期间，单触发脉冲S4、S5的脉冲宽度被规定。
[0040]另外，对于时刻t2到时刻t3的期间，在图10中为了便于理解而延长示出，但实际上，在能进行上述采样保持动作的范围内设定为尽可能短的时间。
[0041]图11是表示电流连续控制设定电路的主要部分信号波形的时序图，(A)表示峰值保持电路的动作波形，(B)表示置位脉冲生成电路的动作波形。
[0042 ]图11 (A)示出输入到峰值保持电路40的输出信号SO、在输出信号SO下降的时刻形成的单触发脉冲S5、第I电流电平信号S1、及从第I电流电平信号SI生成的峰值电平信号S6。
[0043 ] 如上所述，若电流检测电阻R3中有电感器电流流过，则电流检测电阻R3生成负电压的电感器电流检测电压并将其提供给IS端子。由于电感器电流越大，电感器电流检测电压的绝对值越大，因此，第I电流电平信号SI示出在电感器电流越大时越向图1l(A)的下侧延伸的特性。因此，图1l(A)所示的第I电流电平信号SI的底部峰值及峰值电平信号S6越位于下方，电感器电流的每一开关周期的峰值越大。
[0044]如上所述，功率因数校正电路100使开关电源电路中的交流输入电流波形与整流后的交流输入电压波形同相，因此，峰值电平信号S6的波形与整流后的交流输入电压波形基本相似。即，在开关元件4及电感器3中有较多的电流流过的重负载时，从第I电流电平信号SI生成的峰值电平信号S6以更大的曲率进行变化。
[0045]图1l(B)示出输入到比较电路52的基准电压信号S7及第2电流电平信号S2以作为置位脉冲生成电路50的动作波形，示出从置位脉冲生成电路50输出的第2置位脉冲S8以作为比较电路52中的比较输出。
[0046]置位脉冲生成电路50中，将与整流后的交流输入电压基本同相地进行变化的基准电压信号S7和第2电流电平信号S2的电压电平进行比较。基准电压信号S7是将上述那样从峰值保持电路40输出的峰值电平信号S6进行电平移位(分压)后得到的信号，在重负载时以更大的曲率进行变化。此外，第2电流电平信号S2与第I电流电平信号SI同样，与电感器3中流过的电感器电流成比例地进行变化，仅电压电平与第I电流电平信号SI不同。
[0047]开关元件4截止，电感器电流减少，第2电流电平信号S2随之上升而变得与基准电压信号S7相等时，从比较电路52输出对开关元件4的导通时刻进行规定的第2置位脉冲S8。
[0048]图12是表示功率因数校正电路的动作的信号波形的图，(A)表示轻负载时的临界动作的信号波形，(B)表示重负载时的连续动作的信号波形。
[0049]此处，图12(A)及(B)均以交流电源中的交流输入电压波形为基准，示出电感器电流波形、与交流输入电压波形基本同相地进行变化的基准电压信号S7、输入到功率因数校正电路100的IS端子的电感器电流检测电压的电压波形、及从OUT端子输出的信号的电压波形。另外，对于从图的OUT端子输出的信号的电压波形，脉冲宽度没有意义，脉冲间隔有意义。将电感器电流变成零时的第2电流电平信号S2(零电流检测电平)、即图12(A)中的电感器电流检测电压波形的顶部峰值进行电平移位后的值与负载轻重无关而为以下所示的固定大小。
Vzero = Vref2.(R23+R24)/(R21+R22+R23+R24)
此时，轻负载时的电感器电流检测电压波形的底部峰值为绝对值较小的负电压，因此，基准电压信号S7的波形的底部位于图12(B)的波形的底部的上侧，基准电压信号S7的最小值大于零电流检测电平。因此，在这种轻负载时，不输出第2置位脉冲S8，在ZCD比较器16检测出电感器电流为零而输出第I置位脉冲的时刻，开关元件4导通。在此情况下，由于在电感器电流变为零的时刻开关元件4从截止变化成导通，因此，功率因数校正电路100以电流临界控制方式进行动作。
[0050]另一方面，若负载变重，则如图12(B)所示，基准电压信号S7以较大曲率向下方移位，在其一部分低于零电流检测电平的时刻，相比来自ZCD比较器16的第I置位脉冲，要先输出第2置位脉冲S8。因此，在重负载时，功率因数校正电路100的控制方式从电流临界控制切换到电流连续控制。
[0051]图13是表示在开关电源电路中在重负载时流过的电感器电流的波形的图。
在该图13中，示出连接有电感器电流的最大值的包络线和连接有最小值的包络线。如图12中说明的那样，现有的功率因数校正电路100中，利用电感器电流检测电压来判断负载的轻重，切换电流临界控制方式和电流连续控制方式。因此，可知在连接有与交流输入电压波形基本同相地变化的电感器电流的最大值的包络线波形的瞬时值较小的区域(即，时刻til与时刻tl2的中间区域、时刻tl2与时刻tl3的中间区域)成为电流临界控制方式，在连接有最大值的包络线波形的瞬时值较大的区域成为电流连续控制方式。
[0052]在上述功率因数校正电路100的情况下，若电源输出电压固定为400V，则上下振动的电感器电流的平均值与一个开关周期的提供功率成比例。因此，即使是与现有的电流临界控制的情况相同大小的电感器，在重负载下从电流临界控制方式切换到电流连续控制方式，从而可将在相同最大峰值电流值的条件下能提供给负载的功率设定得较大，可向更大的负载提供规定的直流电压。此外，从不同角度来看，在向负载提供相同功率的情况下，电流连续控制能以比电流临界控制时的峰值电流要低的状态提供相同功率。
现有技术文献专利文献
[0053]专利文献1:日本专利特表2013-509141号公报
【发明内容】
发明所要解决的技术问题
[0054]在至此说明的从电流临界控制切换到电流连续控制的方式的情况下，随着负载变重，从交流输入波形的电压较高的部分开始电流连续控制。若负载变重，则在交流输入电压越大的部分，成为电流连续控制的连续电流分量的偏移电流的比率越是增加，接通时的电流越大。因此，在以由COMP端子的电压设定的固定的导通宽度进行动作的情况下，在交流输入电压越高的部分，加上成为电流连续的部分的偏移电流，峰值电流越大。其结果，相对于交流输入电压的正弦波形，电流波形从正弦波形失真为波峰较高的波形，因此，存在功率因数恶化的问题。
[0055]若以上述图13的电感器电流的波形来观察这一点，则在电流连续控制的部分，电感器电流的峰值变大，在时刻tll、tl2、tl3的高相位角90°的部分，电流波形的峰值变大，以前端稍许变尖的形态产生失真。另外，本发明中，使用“高相位角”这一术语表示整流后的交流输入电压波形达到极大的相位角及其附近的相位角。
[0056]本发明是鉴于上述方面而完成的，其目的在于提供一种改善了峰值电流在交流输入波形的高相位角的部分因电流连续控制而变大所导致的电流波形的失真及功率因数的恶化的开关电源电路及功率因数校正电路。
解决技术问题的技术方案
[0057]本发明中，为了解决上述问题，提供一种开关电源电路，该开关电源电路具有对交流电源进行全波整流以得到脉动电流输出的整流电路、与该整流电路连接的电感器、开关元件及输出电容器，根据所述交流电源，生成规定大小的直流输出电压并将其提供给负载。该开关电源电路的特征在于，包括:相位角检测电路，该相位角检测电路检测出所述交流电源的相位角；电感器电流检测电路，该电感器电流检测电路检测所述电感器中流过的电流，并输出电感器电流检测电压；电平转换电路，该电平转换电路将所述电感器电流检测电压转换成电压电平互不相同的第1、第2电流电平信号;连续控制设定电路，该连续控制设定电路根据所述第I电流电平信号，生成与经全波整流后的交流输入电压波形基本同相地进行变化的基准电压信号，将其与所述第2电流电平信号的电压电平进行比较，从而生成规定所述开关元件的导通时刻的置位脉冲;零电流检测电路，该零电流检测电路检测出所述电感器中流过的电流成为零这一情况;及导通时刻选择电路，该导通时刻选择电路判定由所述连续控制设定电路规定的所述开关元件的导通时刻、和所述零电流检测电路检测出所述电感器中流过的电流成为零这一情况的时刻中的哪一个时刻的信号较早，利用该判定结果，选择由所述连续控制设定电路规定的所述开关元件的导通时刻、和所述零电流检测电路检测出所述电感器中流过的电流成为零这一情况的时刻中的某一个，所述相位角检测电路基于在预先指定的相位角的时刻所述导通时刻选择电路的所述判定的结果，设定所述连续控制设定电路所规定的导通时刻为有效或无效，所述导通时刻选择电路仅在所述相位角检测电路设定所述连续控制设定电路所规定的导通时刻为有效时，利用所述连续控制设定电路所生成的规定导通时刻的所述置位脉冲，将所述开关元件切换到导通。
[0058]本发明中，还提供一种功率因数校正电路，该功率因数校正电路用于开关电源电路，该开关电源电路具有对交流电源进行全波整流以得到脉动电流输出的整流电路、与该整流电路连接的电感器、开关元件、输出电容器及检测所述电感器中流过的电流并输出电感器电流检测电压的电感器电流检测电路，根据所述交流电源，生成规定大小的直流输出电压并将其提供给负载。该功率因数校正电路的特征在于，包括:相位角检测电路，该相位角检测电路检测出所述交流电源的相位角；电平转换电路，该电平转换电路将所述电感器电流检测电压转换成电压电平互不相同的第1、第2电流电平信号;连续控制设定电路，该连续控制设定电路根据所述第I电流电平信号，生成与经全波整流后的交流输入电压波形基本同相地进行变化的基准电压信号，将其与所述第2电流电平信号的电压电平进行比较，从而生成规定所述开关元件的导通时刻的置位脉冲;零电流检测电路，该零电流检测电路检测出所述电感器中流过的电流成为零这一情况;及导通时刻选择电路，该导通时刻选择电路判定由所述连续控制设定电路规定的所述开关元件的导通时刻、和所述零电流检测电路检测出所述电感器中流过的电流成为零这一情况的时刻中的哪一个时刻的信号较早，利用该判定结果，选择由所述连续控制设定电路规定的所述开关元件的导通时刻和所述零电流检测电路检测出所述电感器中流过的电流成为零这一情况的时刻中的某一个，所述相位角检测电路基于在预先指定的相位角的时刻所述导通时刻选择电路的所述判定的结果，设定所述连续控制设定电路所规定的导通时刻为有效或无效，所述导通时刻选择电路仅在所述相位角检测电路设定所述连续控制设定电路所规定的导通时刻为有效时，利用所述连续控制设定电路所生成的规定导通时刻的所述置位脉冲，将所述开关元件切换到导通。
发明效果
[0059]上述结构的开关电源电路及功率因数校正电路具有如下优点:通过屏蔽在交流输入电压波形的高相位角的部分向电流连续控制的切换，可改善在高相位角的部分峰值电流因电流连续控制而变大所导致的电流波形的失真及功率因数的恶化。
【附图说明】
[0060]图1是表示本发明实施方式的开关电源电路的电路图。
图2是表示电流连续控制设定电路的结构例的电路图。
图3是表示相位角检测电路的结构例的电路图。
图4是表示峰值监视电路的结构例的电路图。
图5是表示相位角检测电路的动作波形的图。
图6是表示选择器电路的结构例的电路图。
图7是将电流峰值和对峰值保持信号进行分压后得到的基准电压信号在现有例和本实施方式中进行比较的图，(A)表示现有例的临界控制的最大电流时，(B)表示本实施方式的临界控制的最大电流时，(C)表示现有例的中负载时，(D)表示本实施方式的中负载时，(E)表不现有例/本实施方式的重负载时。
图8是表示利用了能切换电流临界控制方式和电流连续控制方式的功率因数校正电路的开关电源电路的电路图。 图9是表示构成功率因数校正电路的电平转换电路及电流连续控制设定电路的具体结构的电路图。
图10是表示构成电流连续控制设定电路的单触发电路的主要部分信号波形的时序图。图11是表示电流连续控制设定电路的主要部分信号波形的时序图，(A)表示峰值保持电路的动作波形，(B)表示置位脉冲生成电路的动作波形。
图12是表示功率因数校正电路的动作的信号波形的图，(A)表示轻负载时的临界动作的信号波形，(B)表示重负载时的连续动作的信号波形。
图13是表示在开关电源电路中在重负载时流过的电感器电流的波形的图。
【具体实施方式】
[0061 ]下面，参照附图，对本发明的实施方式进行详细说明。
图1是表示本发明实施方式所涉及的开关电源电路的电路图，图2是表示电流连续控制设定电路的结构例的电路图。另外，以下，对现有例的图8及图9所示的电路的对应结构要素、端子名、信号名等使用相同标号并省略重复说明。
[0062]图1所示的开关电源电路具有对交流电源进行全波整流以获得脉动电流输出的全波整流电路1、及与全波整流电路I连接的电感器3，从交流电源将规定大小的直流输出电压提供给负载。该开关电源电路中，功率因数校正电路10与图8的现有例的开关电源电路的功率因数校正电路100相比，追加了相位角检测电路60和选择器电路(导通时刻选择电路)70。相位角检测电路60用于检测交流输入电压的相位角，选择器电路70用于判定电流临界控制用的接通信号和电流连续控制用的接通信号(第2置位脉冲S8)中的哪一个先输入。
[0063]如图2所示，电流连续控制设定电路30具有与图9所示的现有例的电路相同的结构，但重新输出单触发脉冲S5和峰值保持信号S9，并将其提供给相位角检测电路60。
[0064]相位角检测电路60输入来自电流连续控制设定电路30的单触发脉冲S5和峰值保持信号S9、RS触发器15的输出信号SO及来自选择器电路的信号S10。相位角检测电路60还生成决定是否进行电流连续控制的信号Sll，并提供给选择器电路70。
[0065]图3是表示相位角检测电路的结构例的电路图，图4是表示峰值监视电路的结构例的电路图，图5是表示相位角检测电路的动作波形的图，图6是表示选择器电路的结构例的电路图。图7是将电流峰值和对峰值保持信号进行分压后得到的基准电压信号在现有例和本实施方式中进行比较的图，(A)表示现有例的临界控制的最大电流时，(B)表示本实施方式的临界控制的最大电流时，(C)表;^现有例的中负载时，(D)表;^本实施方式的中负载时，(E)表不现有例/本实施方式的重负载时。
[0066]如图3所示，相位角检测电路60包括峰值监视电路110，该峰值监视电路110输入有RS触发器15的输出信号SO (输出端子的信号)及来自电流连续控制设定电路30的峰值保持信号S9，并输出信号SI 00。该峰值监视电路110的输出连接到D触发器61的数据输入端子，构成为对D触发器61的时钟输入端子输入单触发脉冲S5』触发器61的输出端子连接到D触发器62的数据输入端子，D触发器62的时钟输入端子连接到振荡器63的输出端子。
[0067]D触发器62的输出端子经由反相器202、203连接到单触发电路64的输入端子，并连接到锁存电路66的时钟输入端子。振荡器63的输出端子还分别连接到计数器65及减法计数器67的时钟输入端子。单触发电路64的输出端子连接到计数器65的复位端子、或电路209的一个输入端子、计数器204的复位端子。
[0068]计数器65具有11比特结构，11比特的计数的1/8所对应的上位8比特的输出连接到8比特结构的锁存电路66的输入。锁存电路66的输出连接到8比特结构的减法计数器67的输入。减法计数器67的Zero端子连接到或电路209的另一输入端子，或电路209的输出端子连接到减法计数器67的Load端子。减法计数器67的8个输出端子(Q0-Q7)连接到或非电路68、69的输入端子，或非电路68、69的输出端子连接到与电路200的输入端子。与电路200的输出端子连接到D触发器201的数据输入端子，D触发器201的时钟输入端子连接到振荡器63的输出端子。
[0069]D触发器201的输出端子连接到计数器204的时钟输入端子，计数器204的3比特的输出端子连接到解码器205的与电路210、211的输入端子。与电路210中，将接收计数器204的输出(Q2，QO)的输入端子设为反相输入端子，检测出计数器204的输出(Q2，Ql，QO)为(O，I，0)、即“2”。与电路211中，将接收计数器204的输出(QO)的输入端子设为反相输入端子，检测出计数器204的输出(Q2，QI，QO)为(I，I，O)、即“6”。与电路210的输出端子连接到RS触发器208的置位端子。与电路211的输出端子经由单触发电路212连接到与电路213的一个输入端子，对与电路213的另一反相输入端子输入有来自选择器电路70的信号S1。与电路213的输出端子连接到RS触发器208的复位端子，RS触发器208的输出端子输出决定是否进行电流连续控制的信号Sll，并将其提供给选择器电路70。
[0070]如图4所示，相位角检测电路60的峰值监视电路110包括反相器130、峰值保持电路140、放大电路(电压跟随器)151及比较电路152。
[0071]峰值保持电路140包括单触发电路141、传输门142及保持电路143。
单触发电路141具有M0SFET131，RS触发器15的输出信号SO由反相器130反转后提供给该M0SFET131的栅极端子。M0SFET131的漏极端子连接到恒流源132，M0SFET131的源极端子接地。M0SFET131的漏极端子与恒流源132的连接点连接到电容器C104的一个端子和反相器134的输入端子。电容器C104的另一端子接地。M0SFET131的栅极端子还连接到反相器133的输入端子。反相器133、134的输出端子连接到与非电路135的输入端子，与非电路135的输出端子连接到反相器136的输入端子。与非电路135的输出端子还连接到传输门142的反相输入端子，反相器136的输出端子连接到传输门142的非反相输入端子。此处，传输门142在与非电路135的输出信号S104为L电平、反相器136的输出信号S105为H电平的情况下成为导通状态，将来自电流连续控制设定电路30的峰值保持信号S9提供给保持电路143。
[0072]保持电路143具有一个端子与传输门142的输出端子连接的电阻R107，该电阻R107的另一端子经由电容器C103接地。电阻R107与电容器C103的连接点连接到放大电路151的非反相输入端子，向电容器103提供保持后的峰值电平信号S106。
[0073]放大电路151的输出端子连接到自身的反相输入端子，并连接到比较电路152的反相输入端子，向该反相输入端子提供峰值电平信号S109。对比较电路152的非反相输入端子提供来自电流连续控制设定电路30的峰值保持信号S9。比较电路152将峰值保持信号S9与峰值电平信号S106进行比较，将表示峰值保持信号S9的变化的信号SlOO提供给D触发器61。
[0074]在此，对以上结构的峰值监视电路110进行说明。输入有电流的峰值保持信号S9的峰值监视电路110具有与内置于电流连续控制设定电路30的峰值保持电路40相同的峰值保持电路140，但与电流连续控制设定电路30的峰值保持电路40以反相进行动作。即，与RS触发器15的输出信号SO(OUT端子的信号)的上升沿同步的单触发电路141使传输门142导通，将峰值保持信号S9的信号值充电到保持电路143的电容器C103并进行保持。保持电路143中保持的信号值由放大电路151进行阻抗转换，作为峰值电平信号S109输出。该峰值电平信号S109的值成为将峰值保持信号S9的电压值复制后得到的值。比较电路152将峰值保持信号S9与放大电路151的峰值电平信号S109的值进行比较并输出。
[0075 ]峰值保持信号S9的值在接下来的RS触发器15的输出信号SO的下降沿被更新。比较电路152在该更新时刻将前一周期的电流峰值与更新后的下一电流峰值进行比较。此处，若峰值保持信号S9的值比上次要减少(由于在负电压下输入电流值，因此实际的电流峰值增加)，则比较电路152输出L电平的信号S100。反之，若峰值保持信号S9的值比上次要增加(实际的电流峰值减少)，则比较电路152输出H电平的信号S100。
[0076]返回至图3，D触发器61在与RS触发器15的输出信号SO的关断(L电平)同步地开始采样的单触发脉冲S5完成采样的时刻，获取信号SlOO13D触发器61的输出信号S61在峰值保持信号S9减少(实际的电流峰值增加)的过程中输出L电平，在峰值保持信号S9增加(实际的电流峰值减少)的过程中输出H电平。
[0077]实际的电流峰值与交流输入电压成比例变化，因此，D触发器61的输出信号S61在输入电压上升的过程中为L电平，在相位角90度下达到最大，若输入电压转为减少，则输出信号S61变化为H电平。由此，可判断出输出信号S61从L电平变化为H电平的时刻为交流输入电压的峰值电压部(相位角90度)。
[0078]振荡器63产生10微妙(ys)周期的时钟信号，此处省略其详细结构。在该时钟信号下，D触发器62对D触发器61的输出信号S61进行米样，计数器65对时钟信号的产生数量进行计数，从而对输出信号S61从L电平切换到H电平的时刻的间隔进行计数。该间隔成为表示交流输入电压的最大电压到最大电压的I个周期T。
[0079]由于商用交流输入电压为50赫兹(Hz)或60Hz，利用全波整流电路I对其进行整流，因此，周期T为10毫秒(ms)或8.33ms。由于以1ys的时钟信号对该期间进行计数，因此，计数器65由最大能计数到20.48ms而具有余量的11比特来构成。
[0080]若D触发器62输出表示输出信号S61从L电平切换到H电平的时刻的信号，则锁存电路66存储计数器65的上位侧8比特。之后，单触发电路64根据相对于D触发器62的输出变成H电平的上升沿的时刻，通过反相器202、203而稍微有所延迟的信号，生成复位脉冲。若利用该复位脉冲使计数器65复位，则之后计数器65重复对下一周期T进行计数。
[0081]锁存电路66所存储的8比特数据为将周期T的计数移位3比特后的数据，因此，为周期T的八分之一的计数(即舍弃用8除后的余数)。
[0082 ]单触发电路64所生成的复位脉冲还经由或电路209输入到减法计数器67的Load端子，因此，锁存电路66中锁存的数据也加载到减法计数器67中，作为初始值进行置位。
[0083]减法计数器67在每次输入时钟信号时进行减法计数。减法计数器67的计数值为“I”时，由或非电路68、69及与电路所形成的电路向D触发器201的数据输入端子输出H电平信号，在下一个成为零的时钟信号，输出负载信号，并利用锁存电路66的锁存数据进行初始化。
[0084]在每次减法计数器67对周期T的八分之一进行计数时，D触发器201的输出发生变化(仅需1ys就变成H电平)，因此，从D触发器201向计数器204输入1/8*T周期(相当于相位角的大小180/8 = 22.5度)的第2时钟信号。计数器204的输出连接有解码器205。
[0085 ] 在解码器20 5中，利用与电路210、211连接到计数器204的输出(Q2，QI，QO)，检测输出(Q2，Ql，QO)切换到表示“2”的(O，I，O)或表示“6”的(I，I，O)这一情况。计数器204的“2”表示2/8 * T的时刻(相位角从峰值的90度经过22.4度X 2 = 45度后得到的135度)。此外，“6”表示6/8* T的时刻(相位角从峰值的90度经过22.4度X6 = 135度后得到的225度=下一周期的45度)。
[0086]交流输入电压的相位角为135度时，与电路210检测出计数器204的“2”，将H电平的信号提供给RS触发器208的置位端子，对RS触发器208进行置位。由此，RS触发器208输出H电平的信号Sll。该信号Sll的H电平表示功率因数校正电路10进行电流连续控制，意味着即使之前的高相位角区域中电流连续控制的动作无效，之后电流连续控制的动作也变得有效。
[0087]交流输入电压的相位角为45度时，与电路211检测出计数器204的“6”，将H电平的信号输出到单触发电路212。由此，单触发电路212输出单触发脉冲，并提供给与电路213的输入端子。与电路213的反相输入端子从选择器电路70接收信号SlO。该信号SlO为表不电流临界控制用的接通信号和电流连续控制用的接通信号中的哪一个是先生成的生成顺序判定信号，在H电平的情况下，表示先生成电流连续控制用的接通信号，在L电平的情况下，表示先生成电流临界控制用的接通信号。
[0088]此处，若信号SlO为L电平，则判定为负载较轻，在计数器204的输出为“6”的时刻，与电路213的输出端子成为H电平，从而RS触发器208被复位。由此，RS触发器208的输出的信号Sll成为L电平，功率因数校正电路10切换为使电流连续控制的动作无效，在高相位角区域成为电流临界控制的动作。若在计数器204的输出为“6”的时刻，信号SlO成为H电平，则判定为重负载，与电路213的输出端子成为L电平。由此，RS触发器208的输出的信号Sll保持H电平，电流连续控制的动作在高相位角也有效。
[0089]接着，参照图5所示的动作波形对相位角检测电路60的动作进行说明。
由于IS端子检测出负电压，因此，对电流峰值进行保持的峰值保持信号S9在交流输入电压较高的情况下为较低的电压值，在交流输入电压较低的情况下为较高的电压值。图中示出表示峰值保持信号S9的台阶状的推移和电感器电流的虚线，但为了便于理解，将开关周期延长来放大表示。实际上为更短的开关周期，峰值保持信号S9的电压变化也为细小的变化。
[0090]D触发器61的输出端子的信号S61在峰值保持信号S9下降的期间为L电平，在峰值保持信号S9上升的期间为H电平。通过检测出该信号S61从L电平切换为H电平的时刻，可找到交流输入电压的峰值的时刻。
[0091]相位角检测电路60中，首先，与信号S61从L电平向H电平切换的上升沿同步，单触发电路64对计数器65、204进行复位，并由计数器65使用振荡器63振荡产生的1ys周期的第I时钟信号对之后的期间进行计数。利用锁存电路66、减法计数器67及D触发器201生成与其计数值的1/8对应的T/8周期的第2时钟信号。利用该T/8周期的第2时钟信号，可每隔22.5度检测出输入电压波形的相位角。
[0092]信号SlO是监视电流连续控制用的接通信号(第2置位脉冲S8)和电流临界控制用的接通信号中的哪一个是先生成的信号，在先生成电流连续控制用的接通信号的情况下为H电平，在电流临界控制的情况下为L电平。
[0093]接下来，参照图6对选择器电路70的结构进行说明。
选择器电路70具有或电路14b，在其一个输入端子接收ZCD比较器16的输出即电流临界控制用的接通信号(第I置位脉冲)，在另一输入端子连接有与电路71的输出端子。与电路71在其输入端子接收第2置位脉冲S8及来自相位角检测电路60的信号Sll。或电路14b的输出端子连接到RS触发器(RSFF) 15的置位端子。
[0094]选择器电路70还具有RS触发器72、76、与电路73、77、或电路74、78及反相器75、79。在RS触发器72的置位端子经由与电路73输入有电流临界控制用的接通信号(第I置位脉冲)。在RS触发器76的置位端子经由与电路77输入有电流连续控制用的接通信号即第2置位脉冲S8 AS触发器76的输出端子经由反相器75连接到与电路73的输入端子，并连接到或电路74的一个输入端子，或电路74的输出端子连接到RS触发器72的复位端子。RS触发器72的输出端子经由反相器79连接到与电路77的输入端子，并连接到或电路78的一个输入端子，或电路78的输出端子连接到RS触发器76的复位端子。
[0095]选择器电路70还具有单触发电路80及D触发器81。单触发电路80的反相触发输入端子及D触发器81的反相时钟输入端子输入有RS触发器15的输出信号S0。单触发电路80的输出端子连接到或电路74、78的另一输入端子。D触发器81的数据输入端子连接到RS触发器76的输出端子，D触发器81的输出端子输出提供给相位角检测电路60的信号SI O。
[0096]根据该选择器电路70，对于或电路14b的两个输入，输入有电流临界控制用的接通信号(第I置位脉冲)，并通过与电路71输入有电流连续控制用的接通信号(选择器电路70)。这两个输入信号中先变成H电平的信号通过或电路14b输入到RS触发器15的置位端子，在该时刻，OUT端子变成H电平，开关元件4接通。
[0097]与电路71中，除输入有电流连续控制用的接通信号之外，还从相位角检测电路60输入有是否使连续控制有效的信号S11。在以H电平输入信号Sll的情况下，能进行连续控制的动作，在如上述那样先输入到或电路14b的信号的时刻，开关元件4接通。在信号Sll为L电平的情况下，与电路71的输出固定为L电平，即使先生成连续控制的第2置位脉冲S8也无效，开关元件4始终在临界控制下接通。
[0098]RS触发器72、76、与电路73、77、或电路74、78及反相器75、79构成判定电流临界控制用的接通信号及电流连续控制用的接通信号(第2置位脉冲S8)中的哪一个是先生成的电路。与电路73输入有电流临界控制用的接通信号，与电路77输入有电流连续控制用的接通信号，在任一个输入还未变成H电平的期间，任一个RS触发器72、76的输出信号均为L电平。然后，接通信号先变成H电平一侧的RS触发器72、76被置位，输出H电平的输出信号。在此情况下，该输出信号将相反侧的RS触发器的置位端子固定在L电平且为无效，将复位端子固定在H电平，将输出端子固定在L电平。因此，在该判定用电路中，仅先生成接通信号一侧的RS触发器的输出端子变成H电平，相反侧的RS触发器的输出端子变成L电平。
[0099 ] RS触发器76的输出信号每隔一个开关周期在RS触发器15的输出信号SO的下降沿被D触发器81读入并更新。D触发器81的输出信号作为信号SlO传送到相位角检测电路60。
[0100]RS触发器15的输出信号SO输入到单触发电路80，单触发电路80生成比D触发器81的读入时刻稍有(例如30纳秒(ns))延迟的复位脉冲。所生成的复位脉冲通过或电路74、78输入到RS触发器72、76的复位端子，对RS触发器72、76进行复位，使各自的输出端子为L电平。
[0101]通过每隔一个开关周期进行该动作，D触发器81的输出的信号SlO在先生成电流临界控制用的接通信号的期间为L电平，在先生成电流连续控制用的接通信号的期间为H电平。
[0102]该信号SlO输入到图3的相位角检测电路60的与电路213的反相输入端子。另一方面，与电路213的非反相输入端子输入有表示由与电路211检测出的相位角为225度=下一周期的45度的时刻的、来自单触发电路212的输出信号。由此，若在相位角45度的时刻先生成电流连续控制用的接通信号，则与电路213的输出不是H电平，RS触发器208未被复位。其结果，RS触发器208保持在前一周期的相位角135度被置位，将信号Sll维持在H电平，使连续控制信号有效。另一方面，若在相位角45度的时刻先生成电流临界控制用的接通信号，则RS触发器208被复位，使信号SI I为L电平而使连续控制信号无效，切换到进行临界动作直至相位角135度为止。
[0103]接下来，在图7中示出现有例的临界连续切换方式和本实施方式的切换方式中的、负载的电流峰值(将其反转后的值)的推移波形及在基准电压信号S7下产生连续控制用的接通信号的电流值的变化的示例。另外，与信号S7对应的纵轴的数值为表示与上述Vzero的差异的值。
[0104]此处，在轻负载的情况下，均进行临界控制，开关电源电路的动作也相同，因此，此处不举例示出现有例与本实施方式的比较。
若加重负载，则现有例中，如图7(A)中细线所示，基准电压信号S7虽然下降，但还在OV之上，因此，在整个区域进行临界控制。图中，如粗线所示，接通的电流在流动到检测出负电压的电流峰值线的时刻关断，电流减少到OA为止，再达到下一次的接通。另一方面，本实施方式中，如图7(B)所示，即使基准电压信号S7下降，若基准电压信号S7(相对于Vzero)为负的区域在相位角45度到135度的范围内，则在相位角45度到135度的高相位角的部分，连续控制被屏蔽。因此，即使在高相位角的部分，连续控制比临界控制要先生成，但在相位角45度到135度的部分，保持临界控制而继续控制。因此，可使电流峰值的曲率比现有例要缓和。另外，为了缓和基准电压信号S7的曲率，将电平转换电路20的基准电压Vref2设定得较低，将电阻比(R21+R22)/(R21+R22+R23+R24)设定得较小即可。然而，若这样缓和基准电压信号S7的曲率，则基准电压信号S7容易变为负(变为负的区域变大)。另外，图7(B)、(D)、(E)示出通过这样缓和基准电压信号S7的曲率来缓和电流峰值的曲率并提高功率因数的情况的示例。
[0105]若负载进一步增加，成为图7(C)及(D)所示的中负载，则现有例中，在基准电压信号S7的线条为OV以下的部分成为连续控制。此外，即使在本实施方式中，若在相位角45度的时刻，连续控制的信号比临界控制要先生成，则在该时刻使连续信号有效，在可屏蔽的相位角45度到135度的期间也能进行连续控制。
[0106]若负载进一步变重，则基准电压信号S7的电平进一步下降，在低相位角的部分也缓缓进行连续控制。若是在从相位角135度到下一周期的相位角45度为止的期间内成为连续模式的重负载，则无论在现有例中，还是在本实施方式中，均成为图7(E)所示的波形。
[0107]如上所述，根据本发明的开关电源电路及功率因数校正电路，能屏蔽在交流输入电压波形的高相位角(实施方式中为45度?135度)的部分向电流连续控制的切换。在可屏蔽期间开始之前(相位角45度)的时刻，判定电流临界控制用及电流连续控制用的接通信号中的哪一个信号先生成。通过基于该判定，将电流连续控制切换为有效，从而能减小峰值电流的曲率，可扩大切换到电流连续控制时在电流连续控制下进行动作的范围。由此，可降低在高相位角侧变大的电流峰值的失真，校正功率因数。此外，通过扩大连续动作范围，在提供相同负载功率的情况下，还可降低峰值电流的最大值。
[0108]另外，在本实施方式中，设为检测出相位角45度和135度，但并不限定于此。例如，锁存电路66对计数器65的上位η比特(η < 8)进行锁存，更细地切分相位角等，这样变更相位角检测电路60的结构而变更成检测出其它相位角的情况也在本发明的范围内。
符号说明
[0109]I全波整流电路 2电容器
3电感器 4开关元件 5 二极管 6电容器 7电源输出端子 10功率因数校正电路 11误差放大器 12 PffM比较器 13振荡器 14a，14b或电路
15RS触发器
16Z⑶比较器
18OVP比较器
19OCP比较器
20电平转换电路
30电流连续控制设定电路
31 MOSFET
32恒流源
33，34反相器
35与非电路
36反相器
40峰值保持电路
41单触发电路
42传输门
43保持电路
50置位脉冲生成电路
51放大电路
52比较电路
60相位角检测电路61，62 D触发器
63振荡器
64单触发电路
65计数器
66锁存电路
67减法计数器
68,69或非电路
70选择器电路
71与电路
72 RS触发器
73与电路
74或电路
75反相器
76 RS触发器
77与电路
78或电路
79反相器
80单触发电路
81 D触发器
100功率因数校正电路
110峰值监视电路
130反相器
131 MOSFET
132恒流源
133，134反相器
135与非电路
136反相器
140峰值保持电路
141单触发电路
142传输门
143保持电路
151放大电路
152比较电路
200与电路
201 D触发器
202，203反相器
204计数器
205解码器
208RS触发器209或电路210,211与电路212单触发电路213与电路
Cl?C4，C103，C104 电容器Rl定时电阻R3电流检测电阻R4?R9，R21 ?R24，R107 电阻SO输出信号(OUT端子的信号)
SI第I电流电平信号S2第2电流电平信号S4，S5单触发脉冲S6峰值电平信号S7基准电压信号
S8第2置位脉冲(连续控制用的接通信号)
S9峰值保持信号
SlO信号(生成顺序判定信号)
Sll信号(连续控制决定信号)
SlOO信号(表示峰值保持信号S9的变化的信号)
【主权项】
1.一种开关电源电路，该开关电源电路具有对交流电源进行全波整流以得到脉动电流输出的整流电路、与该整流电路连接的电感器、开关元件及输出电容器，根据所述交流电源，生成规定大小的直流输出电压并将其提供给负载，其特征在于，包括: 相位角检测电路，该相位角检测电路检测出所述交流电源的相位角； 电感器电流检测电路，该电感器电流检测电路检测所述电感器中流过的电流，并输出电感器电流检测电压； 电平转换电路，该电平转换电路将所述电感器电流检测电压转换成电压电平互不相同的第1、第2电流电平信号； 连续控制设定电路，该连续控制设定电路根据所述第I电流电平信号，生成与经全波整流后的交流输入电压波形基本同相地进行变化的基准电压信号，将其与所述第2电流电平信号的电压电平进行比较，从而生成规定所述开关元件的导通时刻的置位脉冲； 零电流检测电路，该零电流检测电路检测出所述电感器中流过的电流成为零这一情况;及 导通时刻选择电路，该导通时刻选择电路判定由所述连续控制设定电路规定的所述开关元件的导通时刻和所述零电流检测电路检测出所述电感器中流过的电流成为零这一情况的时刻中的哪一个时刻的信号较早，利用该判定结果，选择由所述连续控制设定电路规定的所述开关元件的导通时刻和所述零电流检测电路检测出所述电感器中流过的电流成为零这一情况的时刻中的某一个， 所述相位角检测电路基于在预先指定的相位角的时刻所述导通时刻选择电路的所述判定的结果，设定所述连续控制设定电路所规定的导通时刻为有效或无效， 所述导通时刻选择电路仅在所述相位角检测电路设定所述连续控制设定电路所规定的导通时刻为有效时，利用所述连续控制设定电路所生成的规定导通时刻的所述置位脉冲，将所述开关元件切换到导通。2.如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于， 所述相位角检测电路保持与所述电感器电流检测电压的每一开关周期的峰值电流值相当的电压值，根据该保持值的变化，检测所述相位角。3.如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于， 所述连续控制设定电路具有:峰值保持电路，该峰值保持电路对所述开关元件的每一截止时刻保持所述第I电流电平信号的电压电平，生成峰值电平信号；及置位脉冲生成电路，该置位脉冲生成电路将所述峰值电平信号的电压电平进行转换，生成所述基准电压信号，并将所述基准电压信号与所述第2电流电平信号的电压电平进行比较，从而生成规定所述开关元件的导通时刻的置位脉冲。4.如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于， 所述导通时刻选择电路具有:或电路，该或电路输入所述零电流检测电路所检测出的时刻的接通信号、及由所述连续控制设定电路规定的所述置位脉冲和表示所述导通时刻选择电路的所述判定的结果的信号的逻辑与信号，将所述开关元件切换到导通;保持所述接通信号的第I触发器和保持所述置位脉冲的第2触发器;及第3触发器，该第3触发器在所述开关元件的截止时刻保持所述第2触发器的输出，从而将表示所述接通信号及所述置位脉冲中的哪一个是先生成的信号输出到所述相位角检测电路，在第I触发器保持所述接通信号时，将所述第2触发器复位，在所述第2触发器保持所述置位脉冲时，将所述第I触发器复位。5.如权利要求4所述的开关电源电路，其特征在于， 具有单触发电路，该单触发电路在所述第3触发器保持所述第2触发器的输出之后，生成对第I触发器及所述第2触发器进行复位的脉冲。6.—种功率因数校正电路，该功率因数校正电路用于开关电源电路，该开关电源电路具有对交流电源进行全波整流以得到脉动电流输出的整流电路、与该整流电路连接的电感器、开关元件、输出电容器及检测所述电感器中流过的电流并输出电感器电流检测电压的电感器电流检测电路，根据所述交流电源，生成规定大小的直流输出电压并将其提供给负载，该功率因数校正电路的特征在于，包括: 相位角检测电路，该相位角检测电路检测出所述交流电源的相位角； 电平转换电路，该电平转换电路将所述电感器电流检测电压转换成电压电平互不相同的第1、第2电流电平信号； 连续控制设定电路，该连续控制设定电路根据所述第I电流电平信号，生成与经全波整流后的交流输入电压波形基本同相地进行变化的基准电压信号，将其与所述第2电流电平信号的电压电平进行比较，从而生成规定所述开关元件的导通时刻的置位脉冲； 零电流检测电路，该零电流检测电路检测出所述电感器中流过的电流成为零这一情况;及 导通时刻选择电路，该导通时刻选择电路判定由所述连续控制设定电路规定的所述开关元件的导通时刻和所述零电流检测电路检测出所述电感器中流过的电流成为零这一情况的时刻中的哪一个时刻的信号较早，利用该判定结果，选择由所述连续控制设定电路规定的所述开关元件的导通时刻和所述零电流检测电路检测出所述电感器中流过的电流成为零这一情况的时刻中的某一个， 所述相位角检测电路基于在预先指定的相位角的时刻所述导通时刻选择电路的所述判定的结果，设定所述连续控制设定电路所规定的导通时刻为有效或无效， 所述导通时刻选择电路仅在所述相位角检测电路设定所述连续控制设定电路所规定的导通时刻为有效时，利用所述连续控制设定电路所生成的规定导通时刻的所述置位脉冲，将所述开关元件切换到导通。
【文档编号】H02M1/42GK105897016SQ201610011752
【公开日】2016年8月24日
【申请日】2016年1月8日
【发明人】丸山宏志
【申请人】富士电机株式会社