基于电压矢量的开关磁阻电机直接瞬时转矩控制方法
【专利摘要】本发明公开了一种基于电压矢量的开关磁阻电机直接瞬时转矩控制方法，该方法根据开关磁阻电机的转矩特性曲线划分扇区，依据转矩脉动系数以及期望转矩自适应地确定滞环区域的大小，考虑了换相区域刚导通相的转矩输出能力，根据运行状况与导通规则对每相电压占空比进行实时调整，细化了直接瞬时转矩控制的电压矢量。本发明方法实现成本低，拓展了采样周期，减小了电流脉动与转矩脉动，绕组铜耗低，实用性强。
【专利说明】
基于电压矢量的开关磁阻电机直接瞬时转矩控制方法
技术领域
[0001] 本发明涉及一种基于电压矢量的开关磁阻电机直接瞬时转矩控制方法，属于开关 磁阻电机转矩控制方法领域。
【背景技术】
[0002] 开关磁阻电机是一种基于可变磁阻原理设计的电机。与其他类型的电机相比，开 关磁阻电机具有许多独特的优点。开关磁阻电机具有定转子双凸极结构，并且只在定子齿 极上有绕组，而转子上不存在绕组，也无永磁体，这种结构使得开关磁阻电机能够很好的适 用于各种诸如高温、强振动等恶劣环境。由于开关磁阻电机遵循磁阻最小原理运行，绕组电 流的极性不会对电磁转矩产生影响，因而可以采用功率器件与绕组串联的电路结构，这种 结构可以避免两个功率器件直通的危险，从而提高驱动系统的可靠性，驱动电路结构简单 可靠。开关磁阻电机各相绕组之间相互独立，即使缺相也可以运行，系统容错能力强。此外， 开关磁阻电机还具有启动电流小、启动转矩大、可以频繁启停的特点调速性能好，转换效率 高，成本低廉等特点，这使其成为电动车用驱动电机的理想选择之一。
[0003] 然而，开关磁阻电机本身具有很强的非线性，其电磁转矩是关于转子位置角和定 子电流的非线性函数，导致其运行时存在比较明显的转矩脉动现象。转矩脉动直接影响到 开关磁阻电机的输出特性，会造成转速波动以及引起很大的振动和噪声，限制了开关磁阻 电机在伺服驱动、家用电器等对脉动和噪声要求比较高的场合下的应用。随着开关磁阻电 机应用更加广泛，开关磁阻电机的转矩脉动问题成为电机运行控制过程中不容忽视的问 题。目前，抑制开关磁阻电机转矩脉动常用的控制方法有：
[0004] 两步换相控制方法:针对不对称半桥驱动电路所存在的三种开关状态，应用两步 换相策略，控制换相阶段消磁相（即将关闭相)零电压续流段的长度，合理叠加两相转矩，减 小了转矩脉动，由于没有直接对转矩进行控制，对于不同负载与转速很难找到合适的开关 角策略。
[0005] 转矩分配控制方法:通过转矩分配函数在线或者离线得到每相跟踪的电流曲线或 者转矩曲线，然而在换相区域如何合理的选取转矩分配方式是难点。Jin Ye提出了一种在 线确定每相转矩分配的方法，但是计算繁琐复杂度较高，转矩环采样频率高达Mhz。
[0006] 直接转矩控制方法:根据当前磁链所处扇区以及转矩误差选择合适的电压矢量， 保持磁链大小不变，该方法能显著抑制转矩脉动，但是电压矢量的选取没有考虑位置信息， 可能会产生负转矩，降低了电机效率。
[0007] 直接瞬时转矩控制：Robert B Inderka针对开关磁阻电机磁链的非线性特性，提 出了一种更为简洁有效的直接瞬时转矩控制方法，不需要跟踪磁链，通过在线拟合或者离 线方法得到电机的转矩特性，采取双滞环控制，响应迅速鲁棒性好，然而每个转矩环采样周 期，任意一相只能是导通，续流和关闭三个状态之一，可供选择的电压矢量有限，控制效果 受采样周期的影响较大。对此，有方法通过改变变流器的物理结构来得到更多的基础电压 矢量，改善了传统直接瞬时转矩控制方法电压矢量太少所造成的的问题，但实现的成本较 高。更值得注意的是，与转矩分配方法不同，传统的直接瞬时转矩控制方法没有考虑相电流 曲线走势，这导致电机运行时可能出现相电流峰值过大的问题。
[0008] 因此，就本发明研究的开关磁阻电机转矩脉动抑制问题，除了能够减小开关磁阻 电机转矩脉动外，还应该能拓展转矩环的采样周期，扩展电压矢量，抑制相电流尖峰。
【发明内容】
[0009] 技术问题:本发明提供一种基于基于电压矢量的开关磁阻电机直接瞬时转矩控制 方法。该方法根据开关磁阻电机的转矩特性曲线划分扇区，依据转矩脉动系数Κτ以及期望 转矩自适应的确定滞环区域[-Τη，Τη]的大小，考虑了换相区域刚导通相的转矩输出能 力，细化了直接瞬时转矩控制的电压矢量。本发明方法实现成本低，拓展了采样周期，减小 了电流脉动与转矩脉动，绕组铜耗低，实用性强，便于推广使用。
[0010] 技术方案:本发明的基于电压矢量的开关磁阻电机直接瞬时转矩控制方法，包括 以下步骤：
[0011] 步骤1:对m相开关磁阻电机一个转子周期进行扇区划分：
[0012] 其中电机相数m多3,转子齿极距为0r，即一个转子周期转过的机械角度，开关 磁阻电机的步进角为Q r/m对应的电角度为2Ji/m;
[0013] 将第ξ相的导通范围划分为三个扇区S3;-2[9;0n~f^ turn)，S3l·l[9;turn~θ(ξ-Doff)，S3i Doff~θ(ξ+1)οη);
[0014] 其中，彡0Uurn彡θ(ξ-1)。打彡0" +1)。11，0^为|相开通角，0"_为|相转矩特性曲线 转折点，为ξ相关断角，θ( ξ-υ^*ξ-1相关断角，θ(ξ+$η*ξ+1相开通角；
[0015]
[0016]
[0017] 按此方式将m相开关磁阻电机的一个转子周期划分为扇区Si、S2、…Sj-1、Sj，j为扇 区个数，j = 3m，第ξ相的单相导通扇区为S%，将扇区Sm-2、Sm-以狀归为一组，称为第ξ组扇 区；
[0018] 步骤2:确定当前采样时刻转矩环的滞环区域[-Τη~Τη]:
[0019]
[0020] 其中，Trrf为转速环控制器输出的期望转矩值，τ为期望的转矩脉动系数；
[0021 ]步骤3:确定当前采样时刻的转速与负载下，驱动电路PWM波的占空比限值alimit: [0022]
[0023]其中，Η为一常数，依据实际母线电压UDC选取；
[0024] 步骤4:确定当前采样时刻的瞬时电磁转矩T:
[0025] 对于第k相绕组，其瞬时电磁转矩Tk(0，ik)由转子位置Θ和相电流ik查找存储在微 控制器内存中的转矩特性表得到，将m相的瞬时电磁转矩相加得到合成的瞬时电磁转矩 k~m. τ = Στ〇 k-\
[0026] 步骤5:确定当前采样时刻的转矩误差Δ T:
[0027] AT = Tref-T
[0028] 步骤6:确定当前采样时刻所处的扇区，在不同扇区采用不同的导通规则：
[0029] 根据转子位置Θ，依照步骤1确定当前扇区，以及当前扇区所属组ξ，确定当前需要 考虑的三相绕组ξ_1、ξ、ξ+1，ξ为扇区的单独导通相，ξ-l代表ξ的上一相，ξ+l代表ξ的下一 相，相邻二相、ξ、ξ+1运行顺序为ξ-1-ξ-ξ+Ι，为即将关闭相，ξ为刚导通相，在、ξ 换相期间，ξ+l相保持关断，若存在其他相，则其他相在扇区S3H、Sn、Sm内保持关断状态；
[0030] 依据步骤2得到的转矩滞环区域将转矩误差的大小划分为4个段，根据步骤5计算 得到的转矩误差AT的大小，得到当前采样周期转矩误差所处的段，在不同段选取不同的电 压矢量" = ：
[0031] 其中，a，b，C分别代表ξ-1、ξ、ξ+1三相的驱动电路P丽波的占空比。
[0032] 步骤7:针对采用不对称半桥作为功率变换器的开关磁阻电机驱动电路，按照以下 方式对各相电压进行脉宽调制：
[0033]将ξ_1、ξ、ξ+1以外的所有相的上下两个开关管都关断，依据步骤6得到的ξ_1、ξ、ξ+ 1三相的驱动电路PWM波的占空比α的大小，通过对开关器件施加固定载波频率的PWM波，在 一个采样周期内分配不对称半桥驱动电路开关管状态"Γ、"〇"、"-1"所占大小，其中《α <1，绕组上的等效相电压泛#由直流电压源输出的母线电压U DC和占空比α表示为：
[0034] UPu = UDC * α
[0035] 其中，α是步骤6所述驱动电路HVM波的占空比a，b，c的通用符号，所述不对称半桥 电路包括直流电压源和并联在直流电压源输出端之间的绕组驱动电路，所述绕组驱动电路 的数量与开关磁阻电机的相数m相等，每相绕组驱动电路均有全控型器开关管件￥ 1，2以及 续流二极管VD^VD〗构成；
[0036] 进一步的，本发明方法中，所述步骤1的扇区划分依据开关磁阻电机第ξ相的转矩 特性曲线转折点θ^_以及ξ相和相邻相的开通关断角进行扇区划分。
[0037] 进一步的，本发明方法中，所述步骤6中的电压矢量按照如下规则选取：
[0038] a)若当前处于扇区S3l·2[θξοη~θξ?ιπτη)，则电压矢量如下：
[0039] δ τ彡-ΤΗ:对应电压矢量,.,,.-1); -* Δ7""
[0040] -Τη< Δ T彡0:对应电压矢量《 =(〇，-%,m>^,-1); iH -/ Δ 7' 1Λ
[0041 ] 0< Δ Τ彡Τη:对应电压矢量w = y1);
[0042] Α Τ>Τη:对应电压矢量U =
[0043] b)若当前处于扇区S3〖-i[Q;turn~0(n)Qff)，则电压矢量如下：
[0044] Λ T<_Th:对应电压矢量[=(0,-?，…-1);
[0045] -Τη< Δ Τ<0:对应电压矢量以=(0,0,-1); 一.
[0046] 0< Λ T彡Τη:对应电压矢量"=(?~7亏―; 'Η 'Η
[0047] Δ T>Th:对应电压矢量.w = -?)
[0048] c)若当前处于扇区S3;[9di)0ff~θ(ξ+1)0η)，则电压矢量如下：
[0049] Δ Τ彡0:对应电压矢量[二(0,(),-1); - ΛΤ
[0050] 0< Δ T彡TH:对应电压矢量《 = ,-1);
[0051 ] Λ Τ>ΤΗ:对应电压矢量[=(0,α;Μ,-1)。
[0052]有益效果:本发明与现有技术相比，具有以下优点：
[0053]传统直接瞬时转矩控制的转矩滞环滞环的大小取值固定，本发明滞环区域可以根 据设定的最大转矩脉动系数Κτ以及期望转矩Tref自适应调整大小，在电机运行时能自动变 换滞环区域的大小，避免了滞环区域选取不合理造成的滞环状态切换过于频繁或者稀疏。 [0054]传统直接瞬时转矩控制状态切换的基本原则是励磁相在换相重叠区优先增大转 矩，减小转矩时优先减小退磁相转矩，并且在减小转矩过程中避免励磁相出现双开关管关 断的状态，这个策略会导致在低速时，励磁相在刚导通段会出现较大的电流峰值，同时在换 相区域合成转矩出现明显的向上脉动;本发明根据开关磁阻电机的电磁转矩特性曲线进行 划分扇区，针对开关磁阻电机特有的电磁转矩特性进行了控制优化，在某相绕组刚导通时， 绕组电感小，在相电压的作用下，电流变化快，同时电磁转矩输出能力小。为此，在刚导通相 的首个扇区，对该相采用惰性的导通策略，而主要由该相的前一相提供电磁转矩，当合成转 矩超过期望转矩是，立即负压关断刚导通相，这样能避免低速时的相电流尖峰，降低了绕组 铜耗，保证了电机运行的效率。
[0055] 不同于传统的直接瞬时转矩控制只采用基本的电压矢量进行控制，本发明利用 PWM技术细化了电压矢量的取值，同时结合采样时刻的转矩误差、转速、以及负载情况确定 当前控制周期的PWM波占空比，尤其对不同负载与转速进行了区别对待。此外，提出了占空 比限值的概念，在每个转矩环采样周期对各相绕组施加合适的相电压作为控制量，使得在 下一个采样周期实际转矩能趋近期望转矩，而不会出现随着采样周期增大，下一个采样周 期实际转矩与期望值偏差明显增大的情况，对电机转矩脉动的抑制效果好。
[0056] 本发明实现简单，仅需要存储开关磁阻电机的转矩特性表，驱动电路采用常规的 不对称半桥电路，通过在控制周期内合理的选取电压矢量，使得直接瞬时转矩控制可以应 用于较低的采样频率，与其他转矩控制方法相比，降低了对微控制器平台的要求，在开关磁 阻电机电动车领域有较高的实际应用价值。
【附图说明】
[0057]图1为本发明所采用的控制方法的控制框图。
[0058]图2为开关磁阻电机的转矩特性曲线图。
[0059] 图3为准线性模型近似电机的磁链特性曲线图。
[0060] 图4为开关磁阻电机一相励磁过程中的电流、磁链变化轨迹图。
[0061] 图5为本发明所采用的导通策略图。
[0062] 图6为本发明所采用的的不对称半桥驱动电路图。
[0063]图7为本发明控制方法的流程图。
【具体实施方式】
[0064] 下面结合实施例和说明书附图对本发明作进一步的说明。
[0065] 本发明的基于电压矢量的开关磁阻电机直接瞬时转矩控制方法，其控制框图如图 1所示，其具体实施步骤如下：
[0066]步骤1:对m相开关磁阻电机一个转子周期进行扇区划分：电机相数m多3,转子齿极 距为θι·，即一个转子周期转过的机械角度为θι·，对应的电角度为360°，转化为弧度为2π，开关 磁阻电机的步进角为Q r/m对应的电角度为2Ji/m。
[0067] 对于电机第ξ(1<ξ<πι)相，与其相邻两相为ξ_1、ξ+1。假设运行顺序为ξ-1-ξ-ξ+ 1，即ξ_1代表ξ的上一相，ξ+l代表ξ的下一相。ξ相的电磁转矩特性曲线如图2所示，θ = 〇处为 ξ相定子极中心线与转子槽中心线重叠处，此时ξ相具有最小电感Lmin。将第ξ相的导通范围 划分为三个扇区δ3ξ-2[θξοη~hturn)，S3l·lMturn~θ(ξ-l)off )，33ξ[θ(ξ-l)off~θ(ξ+1)οη) 0
[0068] 其中，四个角度存在大小关系：θξαη彡0Uurn彡0仏 1)過彡0"+1)。11，0^为1相开通角， 相转矩特性曲线转折点。Quoff为ξ_1相关断角，其大小和与其相邻的下一相ξ相 关断角"。ff存在关系：
[0069]
(1)
[0070] θ(ξ+1^η*ξ+1相开通角，其大小和与其相邻的上一相A相开通角存在关系：
[0071]
(2)
[0072] 据此原则将m相开关磁阻电机的一个转子周期划分为扇区Si、S2、…Sj-i、Sj，j为扇 区个数，j = 3m，第ξ相的单相导通扇区为S%，将扇区Sm-2、Sm-以狀归为一组，称为第ξ组扇 区。
[0073] 步骤2:确定当前采样时刻转矩环的滞环区域[-Τη~Τη]:电机运行时的转矩脉动系 数Κτ可由式(3)表征：
[0074]
(3)
[0075]其中，Tmax、Tmin、Tav分别为电机进入稳态后的最大电磁转矩、最小电磁转矩、平均电 磁转矩。
[0076] 转矩滞环的目的就是使得实际转矩被控制在滞环区域[-Τη~Τη]内，以滞环的右边 界Τη作为允许的最大电磁转矩Tmax，以滞环的左边界-Τη作为允许的最小电磁转矩T min，若已 知期望的转矩脉动系数为τ，代入式(3)有：
[0077]
(4)
[0078] 用转速环控制器输出的转矩期望值Tref近似Tav，得到：
[0079]
(5)
[0080] 步骤3:确定当前采样时刻的转速与负载下，驱动电路PWM波的占空比限值alimit :开 关磁阻电机是一种高度非线性的电能一一机械能转换装置，主要表现在磁链对转子角和相 电流的非线性关系上，实用中，为了避免繁琐的计算，又不失一定的工程精度要求，常采用 图3所示的准线性模型近似电机的磁链特性曲线，图3中的it是根据0n=0r/2位置即定转子 凸极对准时的磁化曲线来决定的，it一般定在改位置其磁化曲线弯曲处，当相电流大于it 时，在所有转子位置，磁链沿着斜率1^"随相电流变化。
[0081]为便于定量分析绕组磁链的变化，假设相电流呈现为平顶波，如图4所示，θ = 〇处 为定子极与转子槽中心线重叠时具有最小电感Lmin，θη处电感取最大值Lmax。在9。"处绕组开 始导通，对应电流由0点线性上升到A点达到最大值i P，磁链Φ由0点沿斜率Lmln的直线上升至 A点。依据准线性模型，θη处的起始磁化曲线以L max的斜率线性上升至F点，当i>it后，则以斜 率Lmin变化，呈现出饱和特性。当相电流为平顶波时，在0 Qff处关断开关管，此时绕组磁链达 到最大值fcax，对应工作点B，该点为换相点，磁链Φ沿斜率L miW直线下降到点C。在C点电流 ic<it，故可以近似认为在进入电感下降区域之前电流已衰减至0,在C点之后随着电流的衰 减，Φ将沿着斜率为L max的直线下降到坐标原点0。
[0082]其中，所述0。"、0。打为相绕组的开通角、关断角，0turn为转矩特性转折点，Lmin、L max分 别为单相电感的最小值和最大值。
[0083]由机电能量转换原理可知，开关磁阻电机每相在一个转子角周期θγ中的磁共能r 的增量可通过求解图4中阴影部分的面积SQABC得到，若不计电阻损耗，则m相开关磁阳电机 的合成平均电磁环转矩为：
[0084]
(6)
[0085]其中，Nr为转子的凸极数。
[0086] 由图4中几何关系得到：
[0087] ff7 =S〇ABC=S〇ABE_S〇CBE (7)
[0088] 式(7)中So舰为换相点B前，相绕组所接受的电源供能;Scoe为换相后续流阶段绕组 回馈给电源的能量。
[0089] 图4中，线段0E的长度大小&二t//_，由几何关系有，所以 H =沒:_ - Ln,m/_,,，由此得到：
[0090]
(8)
[0091] 依据图4中几何关系有：
[0092] Socbe = Sbed+Socd (9)
[0093]
(10)
[0094] D点磁链 ％ Of =妒,·. - ，且Φ?= (Lmax-LminHs，所以有：
[0095]
(11)
[0096] 将式(1〇)、式(11)代入式(9)，得：
[0097]
(12)
[0098] 将式(8)、式(12)代入式(7)，得：
[0099]
(13)
[0100] 开关磁阻电机第k相电压平衡电路方程为：
[0101]
(14)
[0102] 其中，Vk、Rk、ik分别代表k相绕组电压、电阻、电流。绕组压降R kik与^相比通常很 cl/ 小，定性分析时可忽略，整理后得到磁链关于位置的导数：
[0103]
(15)
[0104] 其中，c〇r为电机转速，若不计磁路饱和的影响，相绕组的电感L与电流大小无关， 仅是转子位置Θ的函数，忽略绕组压降Rkik，将!k = L(0)ik(0)代入式（14)可得：
[0109] 将式(17)、式(18)代入式(13)，得：
[0105]
[0106]
[0107]
[0108]
[0110]
(19) r \ min max min /
[0111] 将式(19)代入式(6)，即得m相开关磁阻电机的合成平均电磁转矩解析式为：
[0112]
(20)
[0113] 在P丽控制方式下近似有Uph = aUDC，整理式(20)，得：
[0114]
(2\)
\
[0115] 其中， ，对于同一台电机Nr、m、9 turn均 为常值，当选取固定开关角9。"、0避^为常数。
[0116] 为了保证一定的转矩跟踪能力，同时避免控制发生振荡，应当依据母线电压UDC选 取合适的占空比上限值aiimit。在系统控制中以转速环输出T ref近似Tav，选取alimit为：
[0117]
(22)
[0118] 其中，Η为一常数，依据实际母线电压选取，使得当前转矩控制能力为期望转矩的 数倍。
[0119] 步骤4:得到当前采样时刻的瞬时电磁转矩Τ:对于第k相绕组，其瞬时电磁转矩Tk (θ，ik)可以由转子位置Θ和相电流ik查找存储在微控制器内存中的转矩特性表得到，将 m相 的转矩相加可以得到合成的瞬时电磁转矩
[0120] 步骤5:确定当前采样时刻的转矩误差Δ τ:图1中转速环的输出为期望的转矩Trrf， 与步骤4中得到的瞬时电磁转矩T相减即得当前时刻转矩误差Δ T = Trrf-T。
[0121] 步骤6:确定当前采样时刻所处的扇区，依据转矩误差ΔΤ的大小在不同扇区采用 不同的导通规则:根据转子位置Θ，依照步骤1确定当前扇区，以及当前扇区所属组ξ，从而确 定当前需要考虑的三相绕组ξ-1、ξ、ξ+14为扇区Sm的单独导通相，ξ_1代表ξ的上一相，ξ+1 代表ξ的下一相。相邻三相ξ-1、ξ、ξ+1运行顺序为为即将关闭相，ξ为刚导 通相，在ξ-1、ξ换相期间ξ+l相保持关断，若存在其他相，则其他相在扇区内保 持关断状态。
[0122] 根据转子位置Θ，依照步骤1确定当前扇区，在扇区内的导通策略如 图5所示。
[0123] 其中，X轴表示转矩误差Δ T，[-Τη~Τη]为滞环区域，-Τη、0、Τη将X轴划分为四段(-①~-Τη]，（-Τη~0]，（0~Τη]，（Τη~①]共四段，Υ轴表示PWM占空比α，实线代表ξ相开关状 态;虚线代表ξ-l相开关状态;点线代表ξ+l相开关状态。
[0124] 具体策略说明如下：
[0125] a)若在扇区33ξ-2[θ^η~θ ξ?_)，ξ相刚导通，此区域电感值很小L~Lmin，电感变化缓 慢，由式（16)可得该区域相电流U对Θ的导数，无旋转电动势，电流会随相电压 Cl(7 大小剧烈变化，同时该段能提供的电磁转矩有限，当负载较大时，很难提供所需转矩;相反， 此时ξ-l相电感较大，电流变化相对缓慢，而且电感变化率近似恒值，能产生足够大的电动 转矩，所以该扇区内主要由ξ-l相提供转矩，扇区电压矢量如下：
[0126] ΔΤ彡-ΤΗ:关断ξ相(Ρ丽占空比取下限值-alimit);C-l相零电压续流以免出现转矩 动汤，对应电压矢直义.=_(〇，-&^(，_1); 、 Δ7' _ ,
[0127] _Τη< Δ T彡0: ξ相依据Δ T选取占空比1厂进行预励磁，为下一个扇区做好准 - AT 备;相零电压续流以免出现转矩动荡，对应电压矢量〃 = ; AT
[0128] 0< ΔΤ<ΤΗ:ξ相以占空比上限值alimit导通，ξ-l相取占空比导通，对应电 乂 Η 压矢I
;
[0129] 八1'〉1'1^、|-1都以占空比上限值€[1他导通，对应电压矢量1； = (%_，《/_,-1)
[0130] b)若在扇区53^1[0^_~0(^1^)，|相电感仍然较小，但是电感变化率在不断增 大，该扇区内ξ相电磁转矩出现爬升，变化较为剧烈难以控制，所以仍由ξ-l相提供主要转 矩，扇区Sw电压矢量如下：
[0131] ΔΤ彡-ΤΗ:关断ξ相(Ρ丽占空比取下限值-alimit);C-l相零电压续流以免出现转矩 动荡，对应电压矢量[=(α,-1);:
[0132] -ΤΗ< Δ T彡0:ξ、ξ_1相都是零电压续流以免出现转矩动荡，对应电压矢量 u - (0,0,-1}： ΔΓ
[0133] 0< ΔΤ彡ΤΗ:ξ、ξ-1相取占空比导通，对应电压矢量 Η
[0134] ▲!'>1'11:|、|-1相都以占空比上限值€ [1^导通，对应电压矢量:[=私_為_-1)。
[0135] c)若在扇区&40^1)^~0^1)。 11)，该扇区为单相导通区，|+1、|-1两相都处于关断 状态，扇区S3;导通策略如下：
[0136] Λ Τ彡0:ξ相零电压续流以免出现转矩动荡，对应电压矢量[ = (0,0,-1); AT - Λ 7'
[0137] 0<ΔΤ彡ΤΗ:ξ相取占空比A?., 7导通，对应电压矢量《 = (〇, Am 7，-1); Jli 'Η
[0138] ΛΤ>ΤΗ:ξ相以占空比上限值alimit导通，对应电压矢量g = (〇，a/_，-1)。
[0139] 其中，电压矢量? = (Α/Μ/)中的〇，13，(3分别代表ξ_1、ξ、ξ+1三相的驱动电路PWM波占 空比。
[0140] 步骤7:针对采用不对称半桥作为功率变换器的开关磁阻电机驱动电路，对相电压 进行脉宽调制：以一相为例，如图6所示，图6中箭头方向为各个状态下的相电流流向，忽略 开关管和续流二极管导通压降，当上下开关管都导通时，绕组上施加的电压为正向母线电 压U DC，此时绕组处于励磁阶段，定义开关状态为"Γ;当上管关断下管导通时(或者上管导通 下管关断），绕组上施加电压为零，此时绕组处于续流状态，此时定义电压开关状态为"〇" ； 当两管都关断时，由于绕组是感性负载，电流不能直接降为零，在电流续流期间，此时两个 二极管导通，绕组两端上施加的是反向母线电压-U DC，此时绕组处于消磁阶段，定义此时开 关状态为"-Γ。
[0141] 将ξ-1、ξ、ξ+1以外的所有相的上下两个开关管都关断，依据步骤6得到的ξ_1、ξ、ξ+ 1三相的驱动电路ΠΜ波占空比α(-1<α<1)，通过对开关器件施加固定载波频率的HVM波， 在一个采样周期内分配状态"1"、"〇"、"-1"所占大小，以一相为例，当〇 = 1时，在一个?丽周 期内，该相两个开关管都保持导通；当〇<α<1时，在一个PWM周期内，该相一个开关管保持 导通，另一个开关管导通与关断的时间比为a;当-1<α<0时，在一个P丽周期内，该相一个 开关管保持关断，另一个开关管关断与导通的时间比为a;当a = -l时，在一个PWM周期内，该 相两个开关管都保持关断。当忽略绕组电阻以及开关器件、半导体器件压降时，绕组上的平 均相电压t/pft可以由母线电压Udc和占空比a表不：
[0142] lJph. = U〇c * a (23)
[0143] 其中，a是步骤6所述驱动电路HVM波的占空比a，b，c的通用符号，所述不对称半桥 电路包括直流电压源UDC和并联在直流电压源输出端之间的绕组驱动电路，所述绕组驱动电 路的数量与开关磁阻电机的相数m相等。每相绕组驱动电路均有全控型器开关管件h， 2以 及续流二极管VDhVD〗构成。
[0144] 步骤1对电机一电角度周期进行角度细分，划分出扇区，步骤2~7在控制系统的每 个采样时刻依次执行，依据转速、转速环的输出值T rrf以期望的转矩脉动τ系数调整转矩 环滞环区域和占空比的限值的大小，通过查表得到当前合成电磁转矩从而计算得到转矩误 差Δ Τ，在确定扇区组别号ξ以及转矩误差后得到ξ_1、ξ、ξ+1相最终的控制量:电压矢量:?，最 后对驱动电路PWM波信号进行调制实现对电机的控制。
[0145] 上述实施例仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术 人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和等同替换，这些对本发明 权利要求进行改进和等同替换后的技术方案，均落入本发明的保护范围。
【主权项】
1. 一种基于电压矢量的开关磁阻电机直接瞬时转矩控制方法，其特征在于，该方法包 括以下步骤： 步骤1:对m相开关磁阻电机一个转子周期进行扇区划分： 其中电机相数m多3,转子齿极距为θτ，即一个转子周期转过的机械角度，开关磁阻 电机的步进角为Qr/m对应的电角度为2Ji/m; 将第ξ相的导通范围划分为三个扇区S3;-2[ θξοη~kturn)，S3l·1[ 0Uurn~θ(ξ -l)off )，S3; [θ(ξ-l)off~θ(ξ+1)οη); 其中，θ^η彡0^_<0"-1)淑彡0"+1)。11，0^为|相开通角，0^_为|相转矩特性曲线转折 点，θξ〇Η为ξ相关断角，Q(H)ciffSi-I相关断角，θ(ξ+$ η*ξ+1相开通角；CD (2) 按此方式将m相开关磁阻电机的一个转子周期划分为扇区Si、S2、. . .Sj-i、Sj，j为扇区个 数，j = 3m，第ξ相的单相导通扇区为S3^，将扇区2、St^鉍归为一组，称为第ξ组扇区； 步骤2:确定当前采样时刻转矩环的滞环区域[-Th~Th]:(3) 其中，Trrf为转速环控制器输出的期望转矩值，τ为期望的转矩脉动系数；步骤3:确定' ...................驱动电路PWM波的占空比限值alimit: (4) 其中，H为一常数，依据实际母线电压Udc选取； 步骤4:确定当前采样时刻的瞬时电磁转矩T: 对于第k相绕组，其瞬时电磁转矩Tk( Θ，ik)由转子位置Θ和相电流ik查找存储在微控制 器内存中的转矩特性表得到，将m相的瞬时电磁转矩相加得到合成的瞬时电磁转矩步骤5:确定当前采样时刻的转矩误差Δ T: AT = Tref-T (5) 步骤6:确定当前采样时刻所处的扇区，在不同扇区采用不同的导通规则： 根据转子位置Θ，依照步骤1确定当前扇区，以及当前扇区所属组ξ，确定当前需要考虑 的三相绕组ξ_1、ξ、ξ+1，ξ为扇区的单独导通相，ξ-l代表ξ的上一相，ξ+l代表ξ的下一相， 相邻二相ξ-1、ξ、ξ+1运行顺序为ξ-1-ξ-ξ+Ι，ξ -1为即将关闭相，ξ为刚导通相，在ξ-1、ξ换 相期间，ξ+l相保持关断，若存在其他相，则其他相在扇区S 3^2、S3^l、S3^内保持关断状态； 依据步骤2得到的转矩滞环区域将转矩误差的大小划分为4个段，根据步骤5计算得到 的转矩误差A T的大小，得到当前采样周期转矩误差所处的段，在不同段选取不同的电压矢 其中，a，b，c分别代表ξ-1、ξ、ξ+1三相的驱动电路PffM波的占空比； 步骤7:针对采用不对称半桥作为功率变换器的开关磁阻电机驱动电路，按照以下方式 对各相电压进行脉宽调制： 将ξ-1、ξ、ξ+1以外的所有相的上下两个开关管都关断，依据步骤6得到的ξ-1、ξ、ξ+1三 相的驱动电路PWM波的占空比α的大小，通过对开关器件施加固定载波频率的PffM波，在一个 采样周期内分配不对称半桥驱动电路开关管状态"1"、"〇"、"-1"所占大小，其中， 绕组上的等效相电压?7 Ρ"由直流电压源输出的母线电压Udc和占空比α表示为：(6) 其中，α是步骤〇 W Jdi 9ΙΔ A/」Fgl it# r V? m奴η'、」〇 比a，b，c的通用符号，所述不对称半桥电路 包括直流电压源和并联在直流电压源输出端之间的绕组驱动电路，所述绕组驱动电路的数 量与开关磁阻电机的相数m相等，每相绕组驱动电路均有全控型器开关管件V 1J2W及续流 二极管VDi、VD2构成。2. 根据权利要求1所述的基于电压矢量的开关磁阻电机直接瞬时转矩控制方法，其特 征在于，所述步骤1的扇区划分依据开关磁阻电机第ξ相的转矩特性曲线转折点0 Uurn以及ξ 相和相邻相的开通关断角进行扇区划分。3. 根据权利要求1或2所述的基于电压矢量的开关磁阻电机直接瞬时转矩控制方法，其 特征在于，所述步骤6中的电压矢量按照如下规则选取： a) 若当前处于扇区S3l·2[9^n~0;turn)，则电压矢量如下：Δ TS-Th:对应电B -Th< ATSOdtS 0< ΔΤ彡Th:对应_ ΔΤ>ΤΗ:对应电压 b) 若当前处于扇区 Δ TS-Th:对应电B -TH< ATSOdtS 0< ΔΤ彡Th:对应_ ΔΤ>ΤΗ:对应电压 c) 若当前处于扇区 0< ΔΤ彡Th:对应_ ΔΤ>ΤΗ:对应电压
【文档编号】H02P21/20GK105897076SQ201610237430
【公开日】2016年8月24日
【申请日】2016年4月15日
【发明人】李涛, 章国宝, 朱叶盛, 黄永明
【申请人】东南大学