一种双向准z源逆变式电机驱动系统的控制方法
【专利摘要】本发明涉及一种双向准Z源逆变式电机驱动系统的控制方法，包括以下步骤：采集电容C2电压和永磁同步电机电流；获取dq轴电压分量；获取直通占空比；根据dq轴电压分量和直通占空比，采用插入直通占空比的SVPWM算法得到控制三相桥式逆变器三相桥臂通断的六路PWM控制信号；六路PWM控制信号经过逻辑运算输出控制IGBT开关管S7通断的PWM控制信号。与现有技术相比，本发明通过在传统SVPWM控制方法加入平均直通占空比和电容电压闭环控制闭环策略，可以实现直流侧电压的具备升压能力，在此基础上，还设计与直通状态互补的功率开关S7，可以实现能量的双向流动。
【专利说明】
一种双向准Z源逆变式电机驱动系统的控制方法
技术领域
[0001] 本发明涉及汽车电机与控制技术领域，尤其是涉及一种双向准Z源逆变式电机驱 动系统的控制方法。
【背景技术】
[0002] 在传统的电驱动系统中，逆变器是电压型逆变器，存在如下不足：
[0003] 1.电压型逆变器母线电压为电池的输出电压，受到电池电压的限制，汽车在爬坡 和加速过程中，在电量不足的情况下，会出现电压跌落，导致电机输出动力不足，为了改善 蓄电池输出的软特性，在燃料电池汽车和电动商用车中通常在电池的输出端增加一级非隔 离BOOST电路，BOOST电路将电压升高后，供给三相桥式逆变器驱动电机，带前级DC/DC逆变 器是两级电路，系统整体经过两级变换后传输效率较低。
[0004] 2.传统电压型逆变器上下桥臂不能同时导通，需要增加死区时间，然而，死区时间 的存在会输出电压和电流出现畸变，加大系统的转矩脉动，增加了系统的电磁噪声，影响电 驱系统的舒适性和可靠性。
[0005] Z源逆变器是一种新型单级电路拓扑，其基本原理是无需增加额外的开关器件替 代传统的两级结构，仅通过引入直通状态来实现母线电压的提升，然而传统的Z源逆变器仍 然存在如下问题亟待解决，例如电容电压应力较大，启动时冲击电流较大，电流断续问题 等。
[0006] 中国专利CN104578881A公开了一种新型Z源并网变流器，包括电池储能单元、Z源 网络、全控型功率器件、三相逆变桥和LC滤波电路，其中电池储能单元正极连接Z源网络的 输入端，Z源网络输出端连接三相逆变桥的正端，三相逆变桥负端连接电池储能单元负极，Z 源网络串联在电池储能单元和三相逆变桥之间，其另外两个端口连接一个全控型功率器 件，三相逆变桥输出通过LC滤波电路接入电网。该专利逆变器的电路结构应用于光伏并联 电网领域，在轻载或Z源电感较小时，会出现非正常工作状态，不能够克服电流断续造成的 影响，且在控制方法上采用的是开环控制，应用于汽车电驱动技术领域并不能达到转速高 速控制的目的。
【发明内容】
[0007] 本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种双向准Z源逆变 式电机驱动系统的控制方法，通过在传统SVPWM控制方法加入平均直通占空比和电容电压 闭环控制闭环策略，可以实现直流侧电压的具备升压能力，在此基础上，还设计与直通状态 互补的功率开关S 7,可以实现能量的双向流动，适用于电动汽车、燃料电池汽车或者混合动 力汽车领域。
[0008] 本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：
[0009 ] -种双向准Z源逆变式电机驱动系统的控制方法，所述双向准Z源逆变式电机驱动 系统包括依次连接的电源模块、双向准Z源前级无源网络、三相桥式逆变器和电机，所述双 向准Z源前级无源网络包括电感Li、L2、电容C^C^IGBT开关管S7和二极管D7,所述电感。的 一端连接电源模块的正极，另一端分别连接电容Ci的一端、IGBT开关管S7的发射极和二极管 D7的正极，所述IGBT开关管S7的集电极分别连接二极管D7的负极、电容C2的一端和电感L2的 一端，所述电容C 2的另一端分别连接电源模块的负极和三相桥式逆变器的正极输入端，所 述电感L2的另一端分别连接电容心的另一端和三相桥式逆变器的负极输入端，所述控制方 法包括以下步骤：
[0010] S1:采集电容(：2两端的电压VC2、A相电机电流ia、B相电机电流i b和电机转子旋转角 度9;
[0011] S2:根据给定的电机电磁转矩?\ΛΑ相电机电流ia、B相电机电流ib和电机转子旋转 角度Θ获取d轴电压分量Ud和q轴电压分量Uq:
[0012] S3:给定电容电压参考值，差值经PI控制后输出直通占空比D，所述电 容电压参考值??2的数值给定和逆变器输出电机侧电压与输入逆变器侧电压的比值有关； [0013] S4:根据d轴电压分量ud、q轴电压分量uq和直通占空比D，采用插入直通占空比的 SVPWM算法得到控制三相桥式逆变器三相桥臂通断的六路PWM控制信号；
[0014] S5:根据六路P丽控制信号获得控制IGBT开关管S7通断的PWM控制信号。
[0015]所述步骤S2具体为：
[0016] 201:给定的电机电磁转矩TJ经MTPA(最优转矩控制）控制输出d轴电流参考值i/ 和d轴电流参考值iq%
[0017] 202:电流ia、ib经过基于电机转子旋转角度Θ的坐标变换得到d轴电流分量id和q轴 电流分量iq;
[0018] 203:差值i/-id经过PI控制后输出d轴电压分量Ud，差值ij-iq经过PI控制后输出q 轴电压分量Uq。
[0019] 所述步骤S3中，逆变器输出电机侧电压与输入逆变器侧电压的比值用饱和度m表 示，所述饱和度m满足以下公式：
[0020]
[0021] 式中，Vin*电源模块两端电压。
[0022] 所述电容电压参考值的给定方法为：判断饱和度m是否小于饱和参考值m'若 是，令<2=0,若否，4
[0023] 所述饱和参考值m*的取值范围为0.75~0.9。
[0024] 所述步骤S3中，直通占空比D的取值范围为0~0.5。
[0025]所述步骤S4中，插入直通占空比的SVP丽算法是指：
[0026]七段式SVPWM算法中，每个扇区的采样周期内顺序分成零电压矢量作用、有效电压 矢量Ux+6Q作用、有效电压矢量Ux作用、零电压矢量作用、有效电压矢量Ux作用、有效电压矢量 UX+6Q作用、零电压矢量作用，对应的作用时间顺序为:To/4、T x+6Q/2、Tx/2、To/2、Tx/2、Tx+6q/2、 Το/4，其中，Το为零电压矢量作用的总时间，Τ χ为有效电压矢量Ux作用的总时间，TX+6Q为有效 电压矢量Ux+6Q作用的总时间，有效电压矢量Ux和有效电压矢量Ux+6Q为相邻的有效电压矢量， Τχ+Τχ+60+Τθ = Ts，Ts为设定的采样周期；
[0027] 根据直通占空比D获取直通矢量时间to, to = D · Ts;
[0028] 在每个扇区中电压矢量切换时插入六等分后的直通矢量时间，且缩短零电压矢量 作用的总时间，保持采样周期!^不变，则每个扇区的采样周期在插入直通矢量时间后顺序 分成零电压矢量作用、直通、有效电压矢量U X+6Q作用、直通、有效电压矢量Ux作用、直通、零电 压矢量作用、直通、有效电压矢量U x作用、直通、有效电压矢量UX+6Q作用、直通、零电压矢量作 用，对应的作用时间对应顺序为:To/4-t()/6、to/6、T x+6q/2、to/6、Tx/2、to/6、To/2-2 to/3、to/ 6、Tx/2、to/6、Tx+6〇/2、to/6、To/4_to/6。
[0029] 所述步骤S5具体为：六路P丽控制信号经过逻辑运算输出控制IGBT开关管S7通断 的PWM控制信号PWM7，满足以下公式：
[0030]
[0031] 式中，PWMi、PWM3、PWM5对应为三相桥臂的上桥臂的PWM控制信号，PWM4、PWM 6、PWM2对 应为三相桥臂的下桥臂的PWM控制信号。
[0032]所述电感U、L2具有相同的电感值，所述电容具有相同的电容值。
[0033]所述电机为永磁同步电机。
[0034] 与现有技术相比，本发明具有以下优点：
[0035] 1)通过在传统SVPWM(Space Vector Pulse Width Modulation，空间矢量脉宽调 制)控制方法加入平均直通占空比和电容电压闭环控制闭环策略，可以实现直流侧电压的 具备升压能力，在此基础上，还设计与直通状态互补的功率开关S7,可以实现能量的双向流 动，通过双向准Z源前级无源网络配合三相桥式逆变器的准Z源逆变器的引入，可以减小电 机转矩脉动，同时可以省去传统电机控制中的弱磁升速问题，进而解决现有电驱动控制采 用传统电压型逆变器导致的母线电压受限和死区时间导致转矩脉动大、电磁噪声大的问 题。
[0036] 2)双向准Z源前级无源网络配合三相桥式逆变器的一级结构可替代DC\DC和DC\AC 两级结构，以降低电驱动系统的成本，同时双向准Z源前级无源网络配合三相桥式逆变器不 需要死区时间，可以降低电流谐波，降低电驱动系统的转矩脉动，降低系统电磁噪声，由于 桥臂可以直通，相比传统电压型逆变器可以避免由于器件直通导致的器件烧毁，增加了功 率半导体器件的可靠性。
[0037] 3)双向准Z源前级无源网络存在前级电感1^，该电感可以使得电流连续，可以避免 电池组电压波动，减小输出电压的畸变，同时维持直流母线电压稳定可调，即使轻载或Z源 电感较小时，也可以正常工作，克服现有Z源逆变器电流断续的缺陷。
[0038] 4)通过闭环控制将电机的母线电压利用率与直通占空比结合，通过转速的升高判 断电机是否需要升压，并通过电机侧的电压控制得到设定的电容电压，设定的电容电压与 采集值进行PI反馈调节得到直通占空比，系统经过闭环控制更容易稳定，同时抗扰性大大 提升。
[0039] 5)设置饱和度，用以表征升压与调制的约束关系，由逆变器输出的电机侧的电压 与输入逆变器的电压之间的关系决定是否插入直通占空比，在升压升速方式中，采用六段 平均直通占空比插入的SVPWM调制方法控制电机的输入电压，以母线电压提升策略实现转 速高速控制的目的，为高速电机的控制提供解决方法。
[0040] 6)通过直通占比控制直流侧等效电压，取消了开关信号中的死区时间，并且简化 器件保护。
【附图说明】
[0041] 图1为车用双向准Z源逆变式电机驱动系统的结构框图；
[0042] 图2为车用双向准Z源逆变式电机驱动系统的主电路结构；
[0043] 图3为有效电压矢量作用下的双向准Z源逆变器工作状态示意图；
[0044] 图4为逆变器直通状态下的双向准Z源逆变器工作状态示意图；
[0045]图5为双向准Z源逆变式电机驱动系统的控制框图；
[0046]图6为IGBT开关管S7的输出方法不意图；
[0047]图7为逆变器在回馈制动条件下的工作状态示意图；
[0048] 图8为SVPWM算法中的空间矢量图；
[0049] 图9为直通占空比的插入方式示意图；
[0050] 图10为双向准Z源逆变式电机驱动系统的控制方法的主程序框图；
[0051] 图11为双向准Z源逆变式电机驱动系统的控制方法的中断程序框图。
[0052]图中：1、电源模块，2、双向准Z源前级无源网络，3、三相桥式逆变器，4、电机，5、调 速控制单元，6、双向准Z源逆变器。
【具体实施方式】
[0053]下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案 为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于 下述的实施例。
[0054] 如图1和图2所示，一种双向准Z源逆变式电机驱动系统的控制方法，双向准Z源逆 变式电机驱动系统包括依次连接的电源模块1、双向准Z源前级无源网络2、三相桥式逆变器 3和电机4,具体结构如下：
[0055]电源模块1采用直流的电池组，电机4可以是永磁同步电机、异步电机、直流无刷电 机等，本例采用永磁同步电机进行说明，永磁同步电机作为电动汽车的动力源；
[0056] 双向准Z源前级无源网络2和三相桥式逆变器3构成双向准Z源逆变器6,实现升压 以及变频调速作用，三相桥式逆变器3由三相桥臂并联而成，向电机4的ABC三相提供输出电 压，每相桥臂由两个IGBT开关管串联而成，每个IGBT开关管均带有反并联二极管，其中， IGBT开关管Si与S4、S3与S6、S5与S2两两串联构成一相桥臂，IGBT开关管Si、S3、S5为上桥臂，并 分别对应反并联二极管〇1、〇3、〇4，16131'开关管54、36、32为下桥臂，并分别对应反并联二极管 D4、D6、D2，该逆变器可以是智能功率模块，智能功率模块的高电压端和接地端分别作为逆变 器的正输入端和负输入端；
[0057] 双向准Z源前级无源网络2包括电感Li、L2、电容ChC^IGBT开关管S7和二极管D7,电 感Li的一端连接电源模块1的正极，另一端分别连接电容Ci的一端、IGBT开关管S7的发射极 和二极管D7的正极，IGBT开关管S7的集电极分别连接二极管D7的负极、电容C2的一端和电感 L2的一端，电容C2的另一端分别连接电源模块1的负极和三相桥式逆变器3的正极输入端，对 应图2中P节点，电感L2的另一端分别连接电容心的另一端和三相桥式逆变器3的负极输入 端，对应图2中N节点，P、N即为三相桥式逆变器3直流侧母线的正极和负极，其中，电感LLL2 具有相同的电感值，电容&、C 2具有相同的电容值。
[0058]调速控制单元5采用DSP或者FPGA等单片机芯片和外围调理电路，通过对S7的控制 实现电流双向流动，通过对SPS6的控制实现电机4的矢量调速方法，在对SPS6的控制时 插入直通占空比可以实现对双向准Z源逆变器的宽范围调压。
[0059] 双向准Z源逆变器6是一种很有发展潜力的拓扑，这类改进拓扑的突出特点是，能 在升压比一定的情况下降低开关器件的电压应力，同时可以通过简单的开关控制使得电流 双向流动。双向准Z源逆变器6的升压原理分析如下：
[0060] 图3所示为三相桥式逆变器3工作于有效电压矢量状态下的等效电路图，有效工作 状态是指电机4的零电压矢量工作状态和合成电压矢量工作状态。电容的电压值分别 记为Vci和VC2,电感Ll、L2的电压值记为VL1和VL2,电源模块1输出的电压记为Vin，输入三相全 桥逆变器的电压记为v?，根据基尔霍夫定律存在下列关系：
[0061]
⑴
[0062]图4所示为三相桥式逆变器3工作于上下桥臂直通状态的等效电路图，直通状态是 双向准Z源逆变器6升压的基础，是此类逆变器优于电压型逆变器的明显特点，根据基尔霍 夫定律存在下列关系：
[0063]
(2)
[0064]稳态条件下，假设控制周期（即采集周期）为Ts，直通占空比为D，直通时间为to = D · Ts，有效电压矢量和零电压矢量作用总时间为（1-D) · Ts，根据电感上伏秒平衡原理，由 式(1)和式(2)可以得到：
[0065]
(3)
[0066]将式(3)简化可以得到式(4):
[0067]
(4)
[0068] 从推导的公式(4)可以得出，双向准Z源逆变式电机驱动系统通过控制直通占空比 D来实现电压的任意升降，突破了传统电压型逆变器的电压限制，由于直通占空比的加入， 逆变器不存在死区时间，使得输出的电流电压畸变率减小，转矩脉动减小，电驱动系统的电 磁噪声减小。
[0069] 基于以上升压原理分析，如图5所示，一种利用调速控制单元5实现电机调速的控 制方法包括以下步骤：
[0070] S1:采集电容(：2两端的电压VC2、A相电机电流ia、B相电机电流i b和电机转子旋转角 度Θ。
[0071 ] S2:获取d轴电压分量Ud和q轴电压分量uq:
[0072] 给定的电机电磁转矩TJ经MTPA控制输出d轴电流参考值i /和d轴电流参考值i，；
[0073] 电流i a、i b经过基于电机转子旋转角度Θ的PARK变换和CLARK变换得到d轴电流分量 id和q轴电流分量iq;
[0074] 差值i/_id经过PI控制后输出d轴电压分量Ud，差值ij-iq经过PI控制后输出q轴电 压分量u q〇
[0075] S3:获取直通占空比D:
[0076]获取饱和度m，满足以下公式：
[0077]
[0078] 式中，Vin为电源模块1两端电压；
[0079] 判断饱和度m是否小于饱和参考值m'饱和参考值V的具体取值与电机参数有关， 其取值范围为〇. 75~0.9，本实施例中，饱和参考值V的取值为0.8，若是，认定为非饱和状 态，令此时不插入直通占空比，若否，认定为饱和状态，令
此时插入直通占空比；
[0080] 差值控制和限幅器后输出直通占空比D，直通占空比D的取值范围为0 ~0.5，本实施例中，限幅器使得直通占空比D幅值在0~0.45之间。
[0081 ] S4:根据d轴电压分量Ud、q轴电压分量uq和直通占空比D，采用插入直通占空比的 SVPWM算法，由d轴电压分量Ud、q轴电压分量Uq坐标变换后得到参考电压矢量Ur，判断参考电 压矢量Ur所在扇区，根据相邻有效电压矢量Ux和UX+6Q合成参考电压矢量Ur的原理，计算各电 压矢量的作用时间，合成输出控制三相桥式逆变器3三相桥臂通断的六路PWM控制信号。 [0082] S5:六路P丽控制信号经过逻辑运算输出控制IGBT开关管S7通断的PWM控制信号 PWM7,满足以下公式：
[0083]
[0084] 式中，PWM!、PWM3、P WM5对应为三相桥臂的上桥臂S1、S 3、S5的P WM控制信号，P WM4、 PWM6、PWM2对应为三相桥臂的下桥臂S4、S6、S2的PWM控制信号，符号" η "表示逻辑运算"非"， 符号"Λ"表示逻辑运算"与"，符号"V"表示逻辑运算"或"。
[0085] 电容电压的给定值是由电机侧的控制量决定的，而饱和度m可以表征升压与调 制的约束关系，分子表不逆变器输出的电机侧的电压，交轴电压和直轴电压的平方根值作 为逆变器输出侧的模值，分母表示输入逆变器的电压，二者通过调制饱和度约束得到电容 电压的给定值，当m<0.8时，不插入直通占空比，逆变器输入保证恒压模式，电机4采用传统 SVPWM调制方法，当m多0.8时，插入直通占空比，采用升压升速方式，电机4采用六段平均直 通占空比插入的SVPWM调制方法。
[0086]图5中，AD表示数据信号处理器，用于分别对电流传感器采集的电流ia、ib、电压传 感器采集的电压VC2进行模数转换，PMSM表示永磁同步电机，MTPA控制表示最大转矩电流比 控制，RESOLVER表示解角器，用来解码得到转子旋转角度Θ，转子旋转角度Θ对时间求导可获 得转子电角速度，当电机转速为低速时，转子电角速度小于额定转子电角速度，即 判断为低速条件下的调速控制，此时，差值<2-匕2经PI运算后获得 的制动占空比D为0，采用传统的SVPWM算法获取三相桥式逆变器3的PWM控制波，当电机转速 为高速时，转子电角速度ω e大于额定转子电角速度，即+ < > 0.8 =*%/ 6，判断为高速 条件下的调速控制，此时，差值2SPI运算后获得非零的制动占空比D，采用插入直通 占空比的SVPWM算法获取三相桥式逆变器3的PWM控制波。
[0087] 步骤S4中，插入直通占空比的SVP丽算法是指：
[0088] 七段式SVPWM算法中，每个扇区的采样周期内顺序分成零电压矢量作用、有效电压 矢量Ux+6Q作用、有效电压矢量Ux作用、零电压矢量作用、有效电压矢量Ux作用、有效电压矢量 UX+6Q作用、零电压矢量作用，对应的作用时间顺序为:To/4、Tx+6Q/2、T x/2、To/2、Tx/2、Tx+6q/2、 Το/4，其中，Το为零电压矢量作用的总时间，Τχ为有效电压矢量Ux作用的总时间，T X+6Q为有效 电压矢量Ux+6Q作用的总时间，有效电压矢量Ux和有效电压矢量Ux+6Q为相邻的有效电压矢量， Τχ+Τχ+60+Τθ = Ts，Ts为设定的采样周期；
[0089] 根据直通占空比D获取直通矢量时间to, to = D · Ts;
[0090] 在每个扇区中电压矢量切换时插入六等分后的直通矢量时间，且缩短零电压矢量 作用的总时间，保持采样周期!^不变，则每个扇区的采样周期在插入直通矢量时间后顺序 分成零电压矢量作用、直通、有效电压矢量U X+6Q作用、直通、有效电压矢量Ux作用、直通、零电 压矢量作用、直通、有效电压矢量U x作用、直通、有效电压矢量UX+6Q作用、直通、零电压矢量作 用，对应的作用时间对应顺序为:To/4-t()/6、to/6、T x+6q/2、to/6、Tx/2、to/6、To/2-2 to/3、to/ 6、Tx/2、to/6、Tx+6〇/2、to/6、To/4_to/6，插入直通占空比的SVPWM算法又称为六段平均直通占 空比插入的SVPWM调制方法。
[0091] 图6表示开关管S7的控制逻辑，PWMrPWMT为控制单元的输出，连接SSi-S7的开关 管的栅极，PWM^PWM4作逻辑与运算，PWM3与PWM6作与运算，PWMAPWM 2作与运算，将上述三 个结果进行或非逻辑运算，得到PWM?的控制信号，通过控制S7可以实现电流双向流动。控制 关系可以进一步解释如下：S 7的控制与三相桥式逆变器3的控制方式互补，当三相桥式逆变 器3存在直通状态时，S7为断开，S 7所并联的二极管，处于反向截止状态，升压得以实现；当三 相桥式逆变器3处于非直通状态，S7打开，电流反向流动穿过S 7回馈到电池，两种互补的状态 之间需要设计死区时间，否则两个电容通过S7形成短路，会损害元器件。
[0092] 图7表示电机再生制动状态下的电流方向，电机4处于再生制动状态，此时电机4为 一个发电机，三相桥式逆变器3此时可以看成整流器，能量通过开关管S 7回馈入电源Vin，此 时双向准Z源逆变器6实现回馈能量。
[0093] 图8所示为传统矢量控制SVPWM的空间矢量图，八个电压矢量^、运、@、 {J3.、?/4、?/5.、. ?/6:、. ？77表不三相桥式逆变器3中三相桥臂的开关状态，分别为000、001、 010、011、100、101、110、111，其中1表示桥臂开通，0表示桥臂关断，000和111表示零电压矢 量，其余六个电压矢量的表示有效电压矢量，六个有效电压矢量分为六个扇区，根据伏秒平 衡原理，任何一个参考电压€可以由相邻的有效电压矢量进行合成。
[0094]图9所示为步骤S5中插入直通占空比的SVPWM算法的过程，包括直通占空比的插入 方式和插入时间，以第一扇区为例，采样周期Ts对应为每个PWM控制周期，传统零电压矢量 所占的时间为To,如图9中a部分所示，有效电压矢量$的作用时间分为两份，每一份为Ti/ 2，有效电压矢量的作用时间分为两份，每一份为T2/2，零电压矢量的作用时间分为四份， 每一份为T〇/4,第一扇区内电压矢量作用顺序为:Εζ、瓦、拓、瓦、馬、瓦、$、$，对 应的作用时间顺序为:T〇/4、IV2、Τ2/2、Τ〇/4、Τ〇/4、Τ2/2、IV2、Τ〇/4，如图9中b部分所示，直通 矢量时间平均分为六份，每份占 t〇/6，0 < 3T〇/4，生成的PWlt-PWlfe可以用图9中c部分表 不。
[0095]上半桥臂的占空比分布如式(5):
[0096]
(5)
[0097]下半桥臂的占空比分布如式(6):
[0098]
(6)
[0099] 上下桥臂触发脉冲的比较点，见下表：
[0100]
[0101] 图10表示双向准Z源逆变器6-永磁同步电机的控制系统主程序流程图，主程序过 程如下：
[0102] 步骤1、系统初始化；
[0103] 步骤2、DSP和外设初始化；
[0104] 步骤3、检测是否满足电机启动条件，如果是，进入步骤4,如果不是，重新进入步骤 3；
[0105] 步骤4、设置启动标志位；
[0106] 步骤5、检测是否满足电机给定转速，如果是，进入步骤6，如果不是，重新进入步骤 5；
[0107] 步骤6、电机4维持转速，程序结束；
[0108] 图11表示双向准Z源逆变器6-永磁同步电机的控制系统中断程序流程图，P丽中 断程序过程如下：
[0109] 步骤1、检测AD采样是否完成，如果是，进入步骤2，如果不是，重新进行检测；
[0110]步骤2、电机4采用电流PID控制算法控制；
[0111] 步骤3、检测逆变器的输出电压是否需要升压要求，如果是，进入步骤4:电容电压 闭环控制，如果不是，进入步骤6:传统SVPWM控制；
[0112] 步骤4、电容电压闭环PID控制；
[0113] 步骤5、插入直通占空比的SVP丽，进入步骤8;
[0114] 步骤 6、SVPmi 控制；
[0115] 步骤7、设定直通占空比为0,进入步骤8;
[0116] 步骤8、中断程序结束。
[0117] 本发明采样上述技术方案，可以通过双向准Z源逆变器6的一级结构替代，DC\DC和 DC\AC两级结构，同时双向准Z源逆变器6不需要死区时间，可以降低电流谐波，降低电驱动 系统的转矩脉动，降低系统电磁噪声，由于桥臂可以直通，相比传统电压型逆变器可以避免 由于器件直通导致的器件烧毁，增加了功率半导体器件的可靠性。
【主权项】
1. 一种双向准Z源逆变式电机驱动系统的控制方法，其特征在于，所述双向准Z源逆变 式电机驱动系统包括依次连接的电源模块、双向准Z源前级无源网络、三相桥式逆变器和电 机，所述双向准Z源前级无源网络包括电感Li、L 2、电容C1X2JGBT开关管S7和二极管D7,所述 电感Li的一端连接电源模块的正极，另一端分别连接电容Ci的一端、IGBT开关管S7的发射极 和二极管D7的正极，所述IGBT开关管S7的集电极分别连接二极管D7的负极、电容C2的一端和 电感L2的一端，所述电容C2的另一端分别连接电源模块的负极和三相桥式逆变器的正极输 入端，所述电感L 2的另一端分别连接电容&的另一端和三相桥式逆变器的负极输入端，所述 控制方法包括以下步骤： Sl:采集电容&两端的电压VC2、A相电机电流ia、B相电机电流ib和电机转子旋转角度Θ ; S2:根据给定的电机电磁转矩Te3' A相电机电流i a、B相电机电流i b和电机转子旋转角度Θ 获取d轴电压分量Ud和q轴电压分量Uq: S3:给定电容电压参考值，差值-匕2经PI控制后输出直通占空比D，所述电容电 压参考值<2的数值给定和逆变器输出电机侧电压与输入逆变器侧电压的比值有关； S4:根据d轴电压分量Ud、q轴电压分量uq和直通占空比D，采用插入直通占空比的SVPWM 算法得到控制三相桥式逆变器三相桥臂通断的六路PWM控制信号； S5:根据六路PffM控制信号获得控制IGBT开关管S7通断的PffM控制信号。2. 根据权利要求1所述的一种双向准Z源逆变式电机驱动系统的控制方法，其特征在 于，所述步骤S2具体为： 201:给定的电机电磁转矩经MTPA控制输出d轴电流参考值i/和d轴电流参考值i q% 202:电流ia、ib经过基于电机转子旋转角度Θ的坐标变换得到d轴电流分量id和q轴电流 分量iq; 203:差值i/_id经过PI控制后输出d轴电压分量ud，差值i^-iq经过PI控制后输出q轴电 压分量Uq 〇3. 根据权利要求1所述的一种双向准Z源逆变式电机驱动系统的控制方法，其特征在 于，所述步骤S3中，逆变器输出电机侧电压与输入逆变器侧电压的比值用饱和度m表示，所 述饱和度m满足以下公式： 式中，Vin为电源模块两端电压。4. 根据权利要求3所述的一种双向准Z源逆变式电机驱动系统的控制方法，其特征在 于，所述电容电压参考值的给定方法为:判断饱和度m是否小于饱和参考值m'若是，令5. 根据权利要求4所述的一种双向准Z源逆变式电机驱动系统的控制方法，其特征在 于，所述饱和参考值V的取值范围为0.75~0.9。6. 根据权利要求1所述的一种双向准Z源逆变式电机驱动系统的控制方法，其特征在 于，所述步骤S3中，直通占空比D的取值范围为0~0.5。7. 根据权利要求1所述的一种双向准Z源逆变式电机驱动系统的控制方法，其特征在 于，所述步骤S4中，插入直通占空比的SVPffM算法是指： 七段式SVPffM算法中，每个扇区的采样周期内顺序分成零电压矢量作用、有效电压矢量 Ux+6Q作用、有效电压矢量Ux作用、零电压矢量作用、有效电压矢量Ux作用、有效电压矢量Ux+60 作用、零电压矢量作用，对应的作用时间顺序为:To/4、T x+6Q/2、Tx/2、To/2、Tx/2、Tx+6Q/2、T 0/ 4，其中，To为零电压矢量作用的总时间，Tx为有效电压矢量Ux作用的总时间，T X+6Q为有效电 压矢量Ux+6Q作用的总时间，有效电压矢量Ux和有效电压矢量Ux+6Q为相邻的有效电压矢量，Tx +TX+6Q+T() = Ts，Ts为设定的采样周期； 根据直通占空比D获取直通矢量时间to,to = D · Ts; 在每个扇区中电压矢量切换时插入六等分后的直通矢量时间，且缩短零电压矢量作用 的总时间，保持采样周期!^不变，则每个扇区的采样周期在插入直通矢量时间后顺序分成 零电压矢量作用、直通、有效电压矢量U X+6Q作用、直通、有效电压矢量Ux作用、直通、零电压矢 量作用、直通、有效电压矢量U x作用、直通、有效电压矢量UX+6Q作用、直通、零电压矢量作用， 对应的作用时间对应顺序为:To/4-t()/6、to/6、T x+6q/2、to/6、Tx/2、to/6、To/2-2t()/3、to/6、Tx/ 2、to/6、Tx+6〇/2、to/6、To/4_to/6 〇8. 根据权利要求1所述的一种双向准Z源逆变式电机驱动系统的控制方法，其特征在 于，所述步骤S5具体为:六路P丽控制信号经过逻辑运算输出控制IGBT开关管S 7通断的P丽 控制信号PWMy，满足以下公式：式中，PffMi、PffM3、Pfflfe对应为三相桥臂的上桥臂的PffM控制信号，PWM4、PffM6、PffM 2对应为 三相桥臂的下桥臂的PffM控制信号。9. 根据权利要求1所述的一种双向准Z源逆变式电机驱动系统的控制方法，其特征在 于，所述电感L^L2具有相同的电感值，所述电容C 1X2具有相同的电容值。10. 根据权利要求1所述的一种双向准Z源逆变式电机驱动系统的控制方法，其特征在 于，所述电机为永磁同步电机。
【文档编号】H02P21/05GK105897099SQ201610363351
【公开日】2016年8月24日
【申请日】2016年5月27日
【发明人】康劲松, 王硕, 武松林, 蒋飞
【申请人】同济大学