Lc串联谐振高频链矩阵式逆变器拓扑及其谐振调制方法
【专利摘要】一种LC串联谐振高频链矩阵式逆变器拓扑及其谐振调制方法，该拓扑由全桥LC串联谐振逆变器、高频变压器T、矩阵变换器、CL型滤波器依次连接构成；调制方法是将SPWM波通过解结耦半激励谐振调制逻辑进行处理，得到变压器前级LC串联谐振逆变器和变压器后级矩阵变换器驱动信号，使变压器前级谐振电路激励谐振工作状态在谐振半周期内的工作占空比可控，实现向输出负载侧传递能量的控制；该调制将变压器后级的矩阵变换器解耦成两个普通的电流型逆变器进行控制，开关管在变压器零电流输出期间进行切换实现零电流开关，避免引起电压过冲问题，实现能量双向流动和四象限运行。本发明具有功率变换等级少、控制方法简单、电路稳定性性高等优点。
【专利说明】
LC串联谐振高频链矩阵式逆变器拓扑及其谐振调制方法
技术领域
[0001]本发明涉及电力电子功率变换器调制及控制领域，尤其是一种单相LC串联谐振型高频链矩阵式逆变器的解结耦半激励谐振调制方法。
【背景技术】
[0002]逆变器是一种把直流电能转换成交流电能的拓扑装置。高频链逆变器采用高频变压器替代工频变压器克服了传统变压器体积大、噪声大、成本高等缺点。高频链矩阵式逆变器的变换过程有DC/HFAC/LFAC三种功率特征，其中，HFAC:高频交流，LFAC:低频交流。可知此类逆变器中出现了DC/AC即直流/交流逆变环节，该环节位于变压器原边，又出现了AC/AC即交流/交流变换环节，该环节也常称为周波变换器或矩阵变换器环节，位于变压器副边。矩阵变换器与传统变换器相比，没有中间储能环节，采用双向开关，可以实现能量的双向流动，结构紧凑、体积小、效率高，且输出电压幅值和频率可以独立控制。
[0003]由于高频变压器漏感的存在，高频链矩阵式逆变器换流时，在变压器副边矩阵变换器的功率管上产生较大的电压过冲，因此变压器副边矩阵/周波变换器的安全换流一直是制约高频链逆变器实现大范围推广的技术难点。目前主要有以下几种安全换流策略:①通过加入有源箝位来抑制电压过冲，可以实现软开关，但引入的箝位电路增加了成本，增加的可控功率管也使控制更为复杂;②单极性和双极性移相控制策略借助周波变换器的换流重叠实现了电感电流的自然换流，并且实现了功率管的ZVS，但存在换流重叠时间不易控制等问题;③在前级逆变器引入串联谐振电路来实现功率管的软换流，此时要求功率管切换发生在零电流时刻，且控制输出能量需要判断谐振电路谐振工作状态，使得控制方式复杂。
[0004]然而，上述策略虽然能够实现安全换流，但造成逆变器的调制和控制更为复杂，导致系统可靠性降低以致影响了该类变换器的推广使用。
【发明内容】
[0005]本发明目的在于提供一种功率变换等级少、调制简单的LC串联谐振高频链矩阵式逆变器解结耦串联谐振调制方法。
[0006]为实现上述目的，采用了以下技术方案:本发明所述LC串联谐振高频链矩阵式逆变器拓扑由全桥LC串联谐振逆变器、高频变压器T、矩阵变换器、CL型滤波器依次连接构成；
[0007]全桥LC串联谐振逆变器由直流输入电压U1、可控开关管S1、可控开关管S2、可控开关管S3、可控开关管S4、电感Lr、电容Cr组成;矩阵变换器由可控开关管Sp1、可控开关管SP2、可控开关管SP3、可控开关管SP4、可控开关管Sn1、可控开关管SN2、可控开关管SN3、可控开关管Sn4组成;CL型滤波器由电感Lf、电容Cf和负载R组成；
[0008]直流输入电压U1的正极分别与可控开关管集电极、可控开关管S3的集电极相连，可控开关管S1的发射极分别与电感Lr的一端、可控开关管52的集电极相连;可控开关管S3的发射极分别与高频变压器T原边一端、可控开关管S4的集电极相连，直流输入电压仏的负极分别与可控开关管S2的发射极、可控开关管S4的发射极相连;电感Lr的另一端与电容Cr的一端连接，电容Cr的另一端与高频变压器T原边的另一端相连；
[0009]高频变压器T副边的一端分别与可控开关管集电极、可控开关管Sp3的集电极相连，可控开关管Spi的发射极与可控开关管Sn2的集电极相连，可控开关管Sn2的发射极分别与可控开关管SP2的集电极、电感Lf的一端、电容Cf的一端相连，可控开关管SP2的发射极与可控开关管集电极相连;可控开关管Sp3的发射极与可控开关管Sn4的集电极相连，可控开关管SN4的发射极分别与可控开关管SP4的集电极、电容Cf的另一端、负载R的一端相连，负载R的另一端与电感Lf的另一端相连;可控开关管SP4的发射极与可控开关管SN3的集电极相连，高频变压器T副边的另一端分别与可控开关管Sni的发射极、可控开关管Sn3的发射极相连。
[0010]—种LC串联谐振高频链矩阵式逆变器拓扑的解结耦串联谐振调制方法，全桥LC串联谐振逆变器采用半激励谐振控制，所述可控开关管S1、可控开关管S4组成的桥臂和可控开关管&、可控开关管S3组成的桥臂交替导通，使电路处于激励谐振状态，可控开关管S1、可控开关管S4和可控开关管&、可控开关管S3分别在在谐振正负半周期内导通占空比按正弦规律变化，即LC串联谐振电路在谐振半周期内的激励谐振工作状态占空比按正弦规律变化，在未达到谐振半周期时关断可控开关管S1、可控开关管S2、可控开关管&、可控开关管S4，结束电路激励谐振工作状态;变压器输出面积按正弦规律变化且周期性回归为零的谐振电流;变压器后级的矩阵变换器等效为两组普通的电流型逆变器进行解结耦控制，依据电流型解结耦逻辑调制电路对可控开关管Sp1?可控开关管SP4、可控开关管Sn1?可控开关管Sn4进行控制，将变压器T输出的高频谐振电流转换低频脉动电流。
[0011]进一步的，全桥LC串联谐振逆变器在谐振半周期内可控开关管S导通占空比按正弦规律变换，可控开关管S关断后其激励谐振工作状态结束，谐振电流迅速归为零，在该零电流输出阶段变压器T后级矩阵变换器进行切换，变压器T副边漏感中无电流流过，避免因打断漏感储存能量流通路径而引起的电压尖峰。
[0012]进一步的，变压器T后级的矩阵变换器采用电流型解结耦控制，即将矩阵变换器开关管分解成正负两组，即可控开关管SP1?SP4和可控开关管SN1?SN4，正组开关管工作时负组开关管全部关断，而负组开关管工作时正组全部关断，后级矩阵变换器可以等效成两组普通电流型逆变器。
[0013]工作过程大致如下:
[0014]变压器前级高频逆变器引入LC串联谐振槽，采用PffM控制方法，在谐振半周期内使谐振电路激励谐振工作状态按正弦变化，将输入直流电压调制成半正弦断续的高频交流电流。变压器后级的矩阵变换器采用电流型解结耦调制方法，将变压器输出的高频交流电流转换成单极性的电流。
[0015]与现有技术相比，本发明具有如下优点:能量传输控制方式简单，无需判断电路谐振工作状态，调制复杂度低，原理简单易实现，能够无需借助辅助电路即可实现变压器副边矩阵变换器中所有功率管的零电流开关(ZCS)，避免因打断变压器副边漏感储存能量流通路径而弓I起电压过冲问题，提高电路可靠性和效率。
【附图说明】
[0016]图1为本发明逆变器电路拓扑图。
[0017]图2为本发明方法的系统原理框图。
[0018]图3为该解结耦半激励谐振调制方法工作原理波形图。
[0019]图4为谐振槽电路的谐振状态等效工作示意图。
[0020]图5为变压器副边矩阵变换器在电流型解结耦半激励谐振调制下的电路解耦原理图。
[0021 ]图6为高频逆变器的解结耦半激励谐振逻辑处理电路。
[0022]图7为本发明方法控制下的单相LC串联谐振高频链矩阵式逆变器部分主要原理波形图。
[0023]图8为本发明方法控制下的单相LC串联谐振型高频链矩阵式逆变器一个高频周期内的模态电路图。
【具体实施方式】
[0024]下面结合附图对本发明做进一步说明:
[0025]本发明所述LC串联谐振高频链矩阵式逆变器拓扑由全桥LC串联谐振逆变器、高频变压器T、矩阵变换器、CL型滤波器依次连接构成;变压器前级高频逆变电路引入LC串联谐振槽，输出变为由电流主导，直流输入电压Ui转换为谐振电流^，由高频变压器耦合输出到变压器副边，经变压器后级矩阵变换器调制，由滤波器滤波输出低频正弦电压U。。
[0026]全桥LC串联谐振逆变器由直流输入电压U1、可控开关管S1、可控开关管S2、可控开关管&、可控开关管S4、电感Lr、电容Cr组成;矩阵变换器由可控开关管Sp1、可控开关管SP2、可控开关管SP3、可控开关管SP4、可控开关管Sn1、可控开关管SN2、可控开关管SN3、可控开关管Sn4组成;CL型滤波器由电感Lf、电容Cf和负载R组成；
[0027]如图1所示，直流输入电压仏的正极分别与可控开关管集电极、可控开关管S3的集电极相连，可控开关管S1的发射极分别与电感Lr的一端、可控开关管52的集电极相连；可控开关管S3的发射极分别与高频变压器T原边一端、可控开关管S4的集电极相连，直流输入电压Ui的负极分别与可控开关管S2的发射极、可控开关管S4的发射极相连；电感Lr的另一端与电容Cr的一端连接，电容Cr的另一端与高频变压器T原边的另一端相连；
[0028]高频变压器T副边的一端分别与可控开关管集电极、可控开关管Sp3的集电极相连，可控开关管Spi的发射极与可控开关管SN2的集电极相连，可控开关管SN2的发射极分别与可控开关管SP2的集电极、电感Lf的一端、电容Cf的一端相连，可控开关管SP2的发射极与可控开关管集电极相连;可控开关管Sp3的发射极与可控开关管Sn4的集电极相连，可控开关管SN4的发射极分别与可控开关管SP4的集电极、电容Cf的另一端、负载R的一端相连，负载R的另一端与电感Lf的另一端相连;可控开关管SP4的发射极与可控开关管SN3的集电极相连，高频变压器T副边的另一端分别与可控开关管Sni的发射极、可控开关管Sn3的发射极相连。
[0029]如图2所示，本发明调制方法如下:
[0030]图2中包括SPWM信息发生环节(1)、解结耦半激励谐振调制逻辑处理电路(2)及被控对象单相LC串联谐振型高频链矩阵式逆变器(3)。其中SPWM信息发生环节产生两对互补的SPffM信号、与期望输出低频正弦波频率相同的低频方波信号U^U2,并交由解结耦半激励谐振调制方法逻辑电路进行信号处理，所得驱动信号可实现变压器前级高频逆变器的半激励谐振工作状态占空比控制，变压器后级矩阵变换器调制成两个普通的电流型逆变器进行解结耦控制，从而仅依靠控制谐振半周期内激励谐振工作状态的占空比来实现DC/AC变换，在变压器零电流输出期间实现矩阵变换器开关管的零电流开关。
[0031]本发明所述的半激励谐振是指变压器前级高频逆变器开关管在LC串联谐振半周期内导通时间占空比按正弦规律变化，开关管关断后谐振电流依靠开关管的反并联二极管续流，迅速结束激励谐振状态，使前级谐振电路输出电流为零。对于本发明所述的电流型解结耦，包含“解耦”和“结耦”两部分工作。其一，解耦工作是针对电路特征和物理连接的分析，分解变压器输出交流电流为直流脉动电流，分解双向可控开关电路为单向可控开关电路，故可将周波变换器解耦成正负两组普通的电流型逆变器。其二，结耦工作则侧重于逻辑变换和控制实现，其核心控制思路为:正组逆变器工作时负组逆变器的功率管全部处于关断状态，同理，负组逆变器工作时正组逆变器的功率管全部关断，根据变压器输出电流极性和工频正弦调制信号的极性选择开关管导通。
[0032]图3为解结耦半激励谐振调制方法工作原理波形图。图中K是SPWM环节产生的两对SPffM信号产生的中间信号，S1、SjPS2、S3为变压器前级高频逆变器功率管的驱动信号,U^U2为与期望输出正弦波频率相同的互补低频方波信号，Vp、Vn为载波频率的互补高频方波信号，Spi?Sp4、Sni?Sn4为变压器后级矩阵式变换器功率管的驱动信号，谐振电流iP为变压器传递的高频交流电流，电流if为变压器后级矩阵变换器输出的单极性电流波形。由驱动信号可以看出，变压器原边高频逆变器开关管S^S4和S2、S3在谐振半周期内的驱动信号占空比按正弦规律变化，即变压器前级LC串联谐振逆变器的激励谐振状态在谐振半周期内的导通占空比按正弦规律变化，开关管关断后电路激励谐振状态结束，谐振槽中的谐振电流迅速下降到零，结束向负载侧的能量传递，所以称为半激励谐振调制。变压器后级矩阵变换器中功率管的开通与关断均是在变压器电流为零期间完成的，故可以实现功率管的零电流开关(ZCS)。在任意时刻变压器后级矩阵变换器同一桥臂至多仅有一个功率管处于开通状态，并且功率管半个周期处于关断状态，另半个周期处于方波调制状态，开关切换存在死区时间，防止滤波电容直通，因此本发明可以实现矩阵变换器开关管的零电流开关，且控制方式简单。
[0033]图4为谐振槽电路的谐振状态等效工作示意图。其中U1为直流输入电压，UCf/n为输出滤波电容电压等效到变压器原边的电压值，η为变压器变比，Ur为谐振网络两端电压，ir为谐振电流。在该调制方式下谐振电路可分为激励谐振和反馈谐振两种状态，当开关管S1、S4或S2、S3导通时，电路处于激励谐振状态，直流输入电压仏作为电压激励源，与等效电压UCf/n相减作用于谐振网络，谐振网络两端电压Ur和谐振电流ir保持同相位，能量由直流电压经谐振网络向输出侧传递；，当开关管全部关断后，电路处于回馈谐振状态，直流输入电压仏与等效电压UCf/n相加反向作用于谐振网络，使谐振电流迅速下降，谐振网络两端电压Ur和谐振电流ir保持180度反相，能量由谐振网络向直流电压和输出侧传递，谐振电流迅速减小。
[0034]图5为变压器后级矩阵变换器在解结耦半激励谐振调制方法下的电路解耦原理图。该调制方法使矩阵变换器等效分解成两个普通的电流型逆变器。当正弦工频调制信号为正时，正组逆变器的SP1、SP4和负组逆变器SN1、SN4在高频正负半周期内分别处于导通状态，其余开关管处于关断状态；当工频调制信号为负时，正组逆变器的SP2、SP3和负组逆变器的Sn2、Sn3在高频正负半周期内分别处于导通状态，其余开关管均处于关断状态。
[0035]图6为该单相LC串联谐振型高频链矩阵式逆变器解结耦半激励谐振逻辑处理电路。将SP丽I与SPWM4和SP丽2与SPWM3的与逻辑输出进行逻辑或运算，得到脉宽按正弦变化的中间信号K，将SPWMl和SPWM2的或运算结果进行上升沿二分频运算，得到高频正半周期信号VP，对其取反得到高频负半周期信号VN，将信号K和Vp进行逻辑与得到开关管S^S4的驱动信号，将信号K与Vn进行逻辑与得到开关管S2、S3的驱动信号，将VP、VN分别与U1进行逻辑与得到变压器后级矩阵变换器开关管Sp1、Sp4和Sn1、Sn4的驱动信号，将Vp、Vn分别与U2进行逻辑与得到变压器后级矩阵变换器开关管SP2、SP3和SN2、SN3的驱动信号。
[0036]图7为本发明中解结耦半激励谐振调制方法控制下的单相LC串联谐振高频链矩阵式逆变器主要工作原理波形图。其中S^S4和S2、S3为变压器前级逆变器开关管驱动波形，电流^为谐振电流波形，SP1、SP4和SN1、SN4为变压器后级矩阵变换器开关管驱动波形，电流if为经矩阵变换器调制后的单极性电流波形。
[0037]图8为本发明解结耦半激励谐振调制方法控制下的单相LC谐振型高频链矩阵式逆变器各阶段等效电路图。图(a)?(j)分别为下述工作模态I?10。假定拓扑中的所有元器件均为理想元器件，根据工作原理，在一个高频周期内存在10个工作状态，具体模态分析如下:
[0038]I)工作模态I [to-ti]，to时刻开关管S1、S4导通，直流输入电压Ui加在LC串联谐振槽上，谐振电流^按正弦规律变化，矩阵变换器开关管SP1、Sp4处于导通状态，直流输入侧能量通过谐振槽向负载侧传递，此时谐振电路处于激励谐振状态，直到时刻，开关管S^S4关断，该模态结束。
[0039]2)工作模态，灿寸刻关断S^S4,谐振电流^经开关管S2、S3反并联二极管续流，矩阵变换器开关管SP1、SP4处于导通状态，为电流提供流通路径，此时直流输入电压仏和滤波电容等效到变压器原边的电压共同反向加在谐振槽上，使谐振电流iP迅速降为零，谐振电路处于回馈谐振状态，直到t2时刻谐振电流下降为零，该模态结束。
[0040]3)工作模态3[12-^]，在12时刻谐振电流iP变为零，谐振槽没有电流流动，矩阵变换器开关管SP1、SP4导通，矩阵变换器中无电流流动，负载依靠滤波网络提供能量。直到开关管Sp1、Sp4关断，该模态结束。
[0041]4)工作模态4[t3_t4]，在t3时刻开关管SP1、SP4关断，此时前级谐振逆变器仍无电流输出，后级矩阵变换器开关管全部关断，矩阵变换器处于开关切换时的短暂死区阶段。
[0042]5)工作模态5[?4-?δ]，在t4时刻开通矩阵变换器开关管Sn1、Sn4，为下一模态变压器输出的电流提供流通路径，该阶段前级逆变器开关管全部处于关断状态，直到开关管S2、S3开通，该模态结束。
[0043]6)工作模态6|^5-七6]，在t5时刻开关管S2、S3开通，直流输入电压Ui反向加在谐振槽上，谐振电流^负向呈正弦变化，后级矩阵变换器开关管SN1、SN4处于导通状态，为电流提供流通路径，直流输入侧能量通过谐振槽向负载侧传递，此时谐振电路处于激励谐振状态，直到t6时刻，开关管S2、S3关断，该模态结束。
[0044]7)工作模态7 [t6_t7]，在t6时刻关断开关管S2、S3，后级矩阵变换器开关管Sn1、Sn4仍处于导通状态;此时直流输入电压U1和滤波电容电压等效到变压器原边的电压共同反向加在谐振槽上，使谐振电流iP迅速降为零，谐振电路处于回馈谐振状态，直到t7时刻谐振电流下降为零，该模态结束。
[0045]8)工作模态8 [ t7-ts]，在t7时刻谐振电流变为零，前级逆变器谐振电路中没有电流流动，矩阵变换器开关管SN1、SN4导通，矩阵变换器中无电流流动，负载依靠滤波网络提供能量，直到开关管Sn1、Sn4关断，该模态结束。
[0046]9)工作模态9[ts-tg]，在t8时刻开关管Sn1、SN4关断，此时前级逆变器无电流输出，后级矩阵变换器开关管全部关断，矩阵变换器处于开关切换时的短暂死区阶段。
[0047]10)工作模态10[t9_tlQ]，在t9时刻开通矩阵变换器开关管Sp1、Sp4，为下一模态变压器输出电流提供流通路径，该阶段前级逆变器开关管全部处于关断状态，直到开关管S1、S4开通，该模态结束。
[0048]由以上工作过程可以看出，变压器前级前级谐振电路激励谐振状态的工作占空比可控，即向负载侧传递的能量可调，实现DC/AC变化，谐振电流周期性回零，变压器后级周波变换器开关管在零电流输出期间切换，实现零电流开关，避免打断变压器副边漏感能量的流通路径而引起的电压尖峰，提尚电路可靠性和效率。
[0049]以上所述的实施例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。
【主权项】
1.一种LC串联谐振高频链矩阵式逆变器拓扑，其特征在于:所述LC串联谐振高频链矩阵式逆变器拓扑由全桥LC串联谐振逆变器、高频变压器T、矩阵变换器、CL型滤波器依次连接构成； 全桥LC串联谐振逆变器由直流输入电压U1、可控开关管S1、可控开关管S2、可控开关管S3、可控开关管S4、电感Lr、电容Cr组成;矩阵变换器由可控开关管Sp1、可控开关管SP2、可控开关管SP3、可控开关管SP4、可控开关管Sn1、可控开关管SN2、可控开关管SN3、可控开关管Sn4组成;CL型滤波器由电感Lf、电容Cf和负载R组成； 直流输入电压U1的正极分别与可控开关管集电极、可控开关管S3的集电极相连，可控开关管Si的发射极分别与电感Lr的一端、可控开关管S2的集电极相连;可控开关管S3的发射极分别与高频变压器T原边一端、可控开关管S4的集电极相连，直流输入电压仏的负极分别与可控开关管S2的发射极、可控开关管S4的发射极相连；电感Lr的另一端与电容Cr的一端连接，电容Cr的另一端与高频变压器T原边的另一端相连； 高频变压器T副边的一端分别与可控开关管集电极、可控开关管Sp3的集电极相连，可控开关管Spi的发射极与可控开关管Sn2的集电极相连，可控开关管Sn2的发射极分别与可控开关管SP2的集电极、电感Lf的一端、电容Cf的一端相连，可控开关管SP2的发射极与可控开关管集电极相连;可控开关管Sp3的发射极与可控开关管Sn4的集电极相连，可控开关管SN4的发射极分别与可控开关管SP4的集电极、电容Cf的另一端、负载R的一端相连，负载R的另一端与电感Lf的另一端相连;可控开关管SP4的发射极与可控开关管SN3的集电极相连，高频变压器T副边的另一端分别与可控开关管Sni的发射极、可控开关管Sn3的发射极相连。2.—种基于权利要求1所述LC串联谐振高频链矩阵式逆变器拓扑的解结耦串联谐振调制方法，其特征在于:全桥LC串联谐振逆变器采用半激励谐振控制，所述可控开关管S1、可控开关管S4组成的桥臂和可控开关管&、可控开关管S3组成的桥臂交替导通，使电路处于激励谐振状态，可控开关管S1、可控开关管S4和可控开关管S2、可控开关管S3分别在在谐振正负半周期内导通占空比按正弦规律变化，即LC串联谐振电路在谐振半周期内的激励谐振工作状态占空比按正弦规律变化，在未达到谐振半周期时关断可控开关管S1、可控开关管&、可控开关管&、可控开关管S4，结束电路激励谐振工作状态;变压器输出面积按正弦规律变化且周期性回归为零的谐振电流;变压器后级的矩阵变换器等效为两组普通的电流型逆变器进行解结耦控制，依据电流型解结耦逻辑调制电路对可控开关管Sp1?可控开关管SP4、可控开关管Sn1?可控开关管Sn4进行控制，将变压器T输出的高频谐振电流转换低频脉动电流。3.根据权利要求2所述的LC串联谐振高频链矩阵式逆变器拓扑的解结耦串联谐振调制方法，其特征在于:全桥LC串联谐振逆变器在谐振半周期内可控开关管S导通占空比按正弦规律变换，可控开关管S关断后其激励谐振工作状态结束，谐振电流迅速归为零，在该零电流输出阶段变压器T后级矩阵变换器进行切换，变压器T副边漏感中无电流流过，避免因打断漏感储存能量流通路径而引起的电压尖峰。4.根据权利要求2所述的LC串联谐振高频链矩阵式逆变器拓扑的解结耦串联谐振调制方法，其特征在于:变压器T后级的矩阵变换器采用电流型解结耦控制，即将矩阵变换器开关管分解成正负两组，即可控开关管SP1?SP4和可控开关管SN1?SN4，正组开关管工作时负组开关管全部关断，而负组开关管工作时正组全部关断，后级矩阵变换器可以等效成两组普 通电流型逆变器。
【文档编号】H02M5/293GK105915095SQ201610297097
【公开日】2016年8月31日
【申请日】2016年5月6日
【发明人】闫朝阳, 秦海宁, 王洪斌, 李建霞, 庞建霞
【申请人】燕山大学