用于功率变换器的脉冲平移调制的制作方法

文档序号:10555198
用于功率变换器的脉冲平移调制的制作方法
【专利摘要】用于功率变换器的脉冲平移调制。本发明涉及用于功率变换器的控制方法,该功率变换器包括:切换的功率级,其被配置成根据脉冲控制信号从输入电压生成输出电压,所述脉冲控制信号用于依据电压误差信号来控制所述切换的功率级的切换,所述电压误差信号是基准电压和输出电压之间的差。该方法包括:生成周期斜坡信号;以及通过在所述周期斜坡信号的斜坡与所述电压误差信号相交(相等)以控制脉冲位置时触发所述脉冲控制信号的脉冲来生成所述脉冲控制信号。该控制方法提供了用于控制周期中的电荷并由此控制周期中的电感电流的脉冲平移技术。与基于调节PWM控制信号的占空比的补偿的调制技术相对比,只是在时间上对具有额定不变的脉冲宽度的脉冲进行平移。
【专利说明】
用于功率变换器的脉冲平移调制
技术领域
[0001] 本发明涉及用于功率变换器的无需补偿的脉冲平移调制技术以及实现该脉冲平 移调制技术的相应的功率变换器。
【背景技术】
[0002] 开关DC-DC变换器包括可切换的功率级(switchable power stage),其中,根据开 关信号和输入电压生成输出电压。在将输出电压调节成基准电压的数字控制电路中生成开 关信号。图1中示出了降压变换器。可切换的功率级11包括由高侧场效应晶体管(FET)12和 低侧FET 13组成的双开关、电感器14以及电容器15。在充电阶段期间,通过开关信号导通高 侧FET12并且截止低侧FET13,以对电容器15进行充电。在放电阶段期间,截止高侧FET12并 且导通低侧FET13,以使平均电感电流与负载电流相匹配。
[0003] 开关信号被生成为如图2的(a)所示的具有由控制器16确定的占空比的脉冲宽度 调制信号。如图2的(b)所示,占空比的稳态偏移(即,阶跃函数)导致电感电流斜升。如图2的 (c)所示,占空比的单周期偏移(即,脉冲)导致电感电流的阶跃。脉冲宽度调制通常需要通 过控制器16实现的补偿。
[0004] 在电压模式控制中,控制器16通常实现PID(比例、积分、微分)补偿器,以经由占空 比与输入电压相乘来调节有效(平均)输入电压。电压模式控制按与电压误差Ve成某一比例 地调节占空比。通过与电压误差(kp)成正比、与电压误差的积分(ki)成正比并且与电压误 差的导数成正比的部分来控制占空比,从而控制有效输入电压。
[0005] 占空比可以根据下列控制律来确定:
[0006] 占空比=kp · ve+ki · Jvedt+kd · dve/dt
[0007] 在电压模式控制中,发电设备的传递函数具有三个极点,一个在零点处、一个由电 感器引起、一个由电容器引起。每个极点都引入90°的相移。呈现出小于180°相移的任何系 统都是固有稳定的,否则就需要进行补偿。补偿器将零点引入到相应的极点,如同每个零点 将90°相移逆时针引入到极点。明智地选择kp、ki和kd的值,以确保稳定性以及适当的瞬态 响应。这需要设备参数的知识,如电感器的电感或电容器的电容及其等效串联电阻。因此, 用于电压模式控制的补偿器需要被设计为或被调节成设备参数的实际值,以保证稳定的控 制。该实际值可能对于用户是未知的或者可能由于部件老化而导致随时间发生漂移。因此, 需要确定它们,造成了硬件开销。
[0008] 另选地,可以选择固有稳定的控制机制。只具有一个极点的传递函数是固有稳定 的,并且因此不需要任何补偿。

【发明内容】

[0009] 因此,需要的是去除两个极点的解决方案。利用根据独立方法权利要求的控制方 法和根据独立装置权利要求的功率控制器来实现该解决方案。
[0010] 本发明涉及一种用于功率变换器的控制方法,该功率变换器包括:切换的功率级, 该切换的功率级被配置成根据脉冲控制信号从输入电压生成输出电压,所述脉冲控制信号 用于依据电压误差信号控制所述切换的功率级的切换,所述电压误差信号是基准电压和输 出电压之间的差。该方法包括以下步骤:生成周期斜坡信号;以及在所述周期斜坡信号的斜 坡与所述电压误差信号相交(相等)以控制脉冲位置时,通过触发所述脉冲控制信号的脉冲 来生成所述脉冲控制信号。
[0011]在稳态下,即,当存在恒定电压误差信号时,由此生成的脉冲控制信号类似于由于 斜坡信号的周期性而产生的恒定频率PWM信号。
[0012] 当电压误差信号的偏移出现在正方向时,具有负斜率的斜坡相比于稳态较早地相 交。因此,脉冲相比于在稳态下触发的脉冲被较早地触发。因此,脉冲控制信号类似于具有 相对于稳态脉冲在相位上向前平移的脉冲的恒定频率PWM信号。由于脉冲在时间上被向前 平移,所以相应的周期中的电荷以及因此产生的电感电流增加。
[0013] 当电压误差信号的偏移出现在负方向时,具有负斜率的斜坡相比于稳态较晚地相 交。因此,脉冲相比于在稳态下触发的脉冲被较晚地触发。因此,脉冲控制信号类似于具有 相对于稳态脉冲在相位上向后平移的脉冲的恒定频率PWM信号。由于脉冲在时间上被向后 平移,所以相应的周期中的电荷以及因此产生的电感电流减小。
[0014] 因此,该控制方法提供了用于控制周期中的电荷并由此控制周期中的电感电流的 脉冲平移技术。与基于调节PffM控制信号的占空比的补偿的调制技术相比,只是在时间上对 额定不变的脉冲宽度的脉冲进行平移。
[0015] 由于脉冲控制信号的脉冲相比于稳态仅应在相位上被向前或向后平移,而不应由 于稳定性的原因被重复,所以触发脉冲控制信号的脉冲可以包括下列步骤:当周期斜坡信 号的斜坡之前已经与电压误差信号相交时,放弃该斜坡。否则,之前已经与电压误差信号相 交的斜坡可能触发另一脉冲,例如,如果误差电压信号在该斜坡达到稳态水平之前返回至 该稳态水平,则因此会导致不希望的脉冲的重复。通过放弃之前已经与电压误差信号相交 的斜坡,可以保证电感电流在已出现瞬态之后返回至其稳态水平,因此提供稳定的控制。
[0016] 如已经提到的,只具有一个极点的传递函数是固有稳定的,并且因此不需要任何 补偿。因此,为了免除补偿,需要去除三个极点中的两个极点。在零处的极点可以通过将控 制信号(即,误差电压信号)拆分成两条路径(用来设置直流电流的慢路径(即,积分路径)和 用于瞬态的快路径)而在中频到高频处有效地去除。因为积分路径的增益随频率下降,因 此,针对高频率,快路径主导消除极点。
[0017]因此,脉冲控制信号的额定脉冲宽度(即,用于连续导通模式(CCM)的脉冲宽度)可 以通过使用电压误差信号的慢积分路径来确定。该方法可以包括以下步骤:通过对稳态电 压误差信号进行积分来确定脉冲控制信号的脉冲的稳态脉冲宽度。从而确定额定脉冲宽度 以给出电压误差的零积分。该积分过程对噪声不敏感,并且提供对大范围的值和设备参数 的积分值。
[0018] 稳态脉冲宽度可以在生成脉冲控制信号之前被确定。然后,脉冲控制信号的额定 脉冲宽度(包括任何平移的脉冲)可以被设置成由此确定的稳态脉冲宽度。
[0019] 利用传统的PffM控制,脉冲宽度被调制为电压误差的函数。电感电流与稳态的脉冲 宽度偏差的积分成正比。这是针对电感器的极点的来源。该极点可以通过电流模式控制来 去除。
[0020] 另选地,电感电流可以通过如上所述的脉冲平移的技术被调节成电压误差。因此, 根据电压误差信号的快路径确定脉冲控制信号的脉冲的位置以及根据电压误差信号的慢 积分路径确定脉冲控制信号的脉冲宽度提供了无补偿的控制方法,除恒定频率外,该方法 表现很像滞后的电流模式。该无补偿的控制方法提供(不像电压模式控制)对电压误差的有 界响应。因此,该技术是鲁棒的并且稳定的。
[0021] 为了允许在周期中建立足够的电感电流来补偿电压误差的较大瞬态,可能需要将 多个脉冲平移到该周期中。解决该问题的技术是周期斜坡信号的多个斜坡的概念。
[0022] -般来说,周期斜坡信号可以通过生成具有相同斜率的多个时移电压斜坡来生 成,其中,在处于同一水平的两个连续的电压斜坡之间经过的时间是相同的。
[0023] 具体地,可以生成周期斜坡信号,使得在该周期斜坡信号的稳态周期内的任何时 刻都存在预定数量的斜坡。稳态周期被定义为在针对稳态电压误差信号生成的处于同一水 平的脉冲控制信号的两个连续的脉冲之间经过的时间。利用在任何时刻出现的各个附加的 斜坡,相应的周期中的电荷相比于单斜坡情况可以进一步增加或减少。在周期中增加电荷 导致电感电流的增加。
[0024] 校正电压偏差所需的最大电感电流可以用电感纹波电流Ir的倍数的增加来表示。 根据最大电感电流Ishiftmax和纹波电流Ir的增加,所需的斜坡的数量N可以从I shiftmax= IrN/2 (l-d)(其中,cK 1/2)或者Ishiftmax=IRN(其中,1/2)来确定,其中,d是脉冲控制信号的占 空比。
[0025] 所需的斜坡的数量N可以通过相等地调节所有斜坡的斜率很容易地生成。因此,生 成周期斜坡信号可以包括下列步骤:调节周期斜坡信号的所有斜坡的斜率,使得在该周期 斜坡信号的稳态周期内的任何时刻都存在预定数量的斜坡N。当已经生成多个斜坡并且出 现负载瞬态(导致电压误差信号从其稳态水平到某一更高水平的瞬时偏移)时,在该时刻, 多个斜坡可能与之相交。为了允许建立高电感电流,多个脉冲需要在相位上被向前平移,但 是脉冲需要连续地出现,即,在时间轴上一个接一个地出现。
[0026] 当误差电压信号与第一个斜坡相交时,触发了脉冲控制信号的脉冲。在当存在由 此触发的脉冲时的时刻,另一斜坡可能相交。然后,脉冲的持续时间需要被延长其额定脉冲 宽度(例如,稳态脉冲宽度)。在当存在由此延长的脉冲时的时刻,又一斜坡可能相交。然后, 已延长的脉冲的持续时间需要被再次延长额定脉冲宽度(例如,稳态脉冲宽度)。
[0027] 因此,该方法可以包括下列步骤:对于在存在脉冲控制信号的脉冲时的时刻与电 压误差信号相交的周期斜坡信号的每个附加的斜坡,将该脉冲控制的脉冲的持续时间延长 额定脉冲宽度,而不是触发脉冲控制信号的脉冲。
[0028] 如果存在电流中的稳态偏移,则每个周期需要增加或减少电荷。这将导致脉冲位 置的稳态偏移。该稳态或者甚至准稳态偏移可以被检测,并且如上所述脉冲宽度瞬间增大 或减小以抵消该平移。
[0029] 也就是说,例如,由于需要将稳态脉冲位置恢复至其原始值,所以如果脉冲相对于 其原始位置具有在时间上提前的稳态位置,则该脉冲可以针对单个周期(或者甚至多个周 期)增加。
[0030] 因此,该方法还可以包括下列步骤:尝试检测电流的稳态或准稳态偏移;以及当已 检测到稳态或准稳态偏移时,调节脉冲宽度以抵消由稳态或准稳态偏移产生的脉冲平移。
[0031] 此外,功率变换器可以在连续导通模式(CCM)下或者在非连续导通模式下操作。 CCM意味着能量转移电感器中的电流在开关周期之间基本上从来不会变为零,尽管该电流 可能从正电流过渡到负电流地跨过零电流。在DCM下,在开关周期的一部分期间,电流变为 零并且保持在零。
[0032] 到目前为止所描述的控制方法解决了CCM。然而,可以通过电荷模式控制的方法增 强为DCM以进一步调节脉冲控制的额定脉冲宽度。在电荷模式控制系统中,控制方法将每周 期的电荷调节为电压误差的函数。相比于电压模式控制,电荷模式控制将系统的阶次降低 二。因此,仅需要比例增益项。电荷Q与电压误差Ve成正比,并且比例常数是kp。电荷控制方 程通过下面的等式给出:Q = kp · Ve。
[0033] 电荷Q与脉冲宽度的平方成正比:
其中K是常数。因此,:
[0034] 因此,可以通过改变脉冲控制信号的脉冲宽度来增加或减少电荷,使得脉冲宽度 的平方根据电压误差而改变。由于将在周期中传递的电荷取决于电压误差以及脉冲宽度的 平方,所以这是电荷控制的预测性方法。与传统的电荷模式控制(其中,当电荷被传递时对 其进行测量,并且当所测量的电荷等于所需的值时脉冲将被终止)相比,通过该预测性方 法,通过系统参数和规划的脉冲宽度来预测将被传递的电荷。因此,除了用来终止如通过该 预测性方法所预测的脉冲的先验决定外,无需测量电荷并且无需快速做出关于终止脉冲的 决定。
[0035] 具体地,该方法可以包括下列步骤:改变脉冲控制信号的脉冲宽度,使得可切换的 功率级的电容的所得到的电荷Q通过下式给出
[0036]
[0037]其中,Vin是输入电压,Vciut是输出电压,L是该可切换的功率级的电感,并且t P是该 脉冲控制信号的脉冲宽度。
[0038] 当另外确定了稳态脉冲宽度tss时,该方法可以包括下列步骤:通过将稳态脉冲宽 度tss增大附加的持续时间td来改变脉冲控制信号的脉冲宽度,使得通过下式给出该可切换 的功率级的电容的附加的电荷Qd
[0039]
[0040] 在如图1所示的降压衍生变换器(buck derived converters)中,主要作用是,当 该降压衍生变换器从CCM改变至DCM时,其从一个控制律过渡到另一个控制律。在升压以及 升降压衍生系统中,在CCM中存在右半平面零点,这在DCM中是不存在的。这使得更难以稳定 这些具有良好的动态响应的变换器。与CCM不同,由于DCM调节通常需要补偿,因此从非连续 到连续导通模式的过渡需要补偿的快速受控变化。由于上述所提出的方法是无补偿的,因 此其能解除该问题。
[0041] 本发明还涉及一种功率变换器,该功率变换器包括切换的功率级,该切换的功率 级被配置成从输入电压生成输出电压;以及控制器,该控制器被配置成依据电压误差信号 生成用于切换所述切换的功率级的脉冲控制信号。所述电压误差信号是基准电压和输出电 压之间的差。控制器被配置成生成周期斜坡信号。该控制器进一步被配置成通过当周期斜 坡信号的斜坡与电压误差信号相交(相等)以控制脉冲位置时触发脉冲控制信号的脉冲来 生成脉冲控制信号。
【附图说明】
[0042] 将参照以下附图,其中
[0043] 图1示出了现有技术开关降压变换器;
[0044]图2的(a)、(b)、(c)示出了示出在现有技术的电压模式控制下操作的可切换的功 率级的电感电流和PWM开关信号的图,其中,(a)表示稳态,(b)表示占空比的稳态偏移(阶跃 函数)导致电流的斜坡,(c)表示占空比的一个周期(脉冲)偏移导致电流的阶跃;
[0045]图3的(a)、(b)、(c)示出了示出以脉冲平移电荷控制的无补偿方法操作的可切换 的功率级的电感电流和脉冲宽度调制(PWM)开关信号的图,其中,(a)表示稳态,(b)表示脉 冲提前增加周期中的电荷,(c)表示脉冲延迟减少周期中的电荷;
[0046]图4的(a)、(b)示出了示出以CCM脉冲平移调制操作的可切换的功率级的电感电流 和PffM开关信号的图,其中,(a)表示稳态,(b)表示脉冲提前增加周期中的电荷;
[0047] 图5示出了配置成通过CCM和DCM脉冲平移调制生成脉冲控制信号的控制器的框 图;
[0048] 图6示出了示出斜坡信号、针对稳态脉冲位置调制的脉冲控制信号以及电感电流 的图;
[0049]图7示出了示出斜坡信号、针对单斜坡脉冲位置调制的脉冲控制信号以及电感电 流的图;
[0050] 图8示出了示出斜坡信号、针对两斜坡脉冲位置调制的脉冲控制信号以及电感电 流的图;
[0051] 图9示出了示出斜坡信号、针对三斜坡脉冲位置调制的脉冲控制信号以及电感电 流的图;
[0052]图10示出了示出斜坡信号、针对四斜坡脉冲位置调制的脉冲控制信号以及电感电 流的图;
[0053]图11示出了示出斜坡信号、针对五斜坡脉冲位置调制的脉冲控制信号以及电感电 流的图;
[0054]图12示出了示出斜坡信号、针对六斜坡脉冲位置调制的脉冲控制信号以及电感电 流的图;
[0055] 图13示出了示出负载瞬态的电感电流的图;
[0056] 图14示出了示出针对斜坡数量对电感电流进行比较的图;
[0057] 图15示出了示出在DCM下操作的可切换的功率级的电感电流和脉冲控制信号的 图;以及
[0058] 图16示出了示出在具有预先确定的稳态占空比的DCM下操作的可切换的功率级的 电感电流和脉冲控制信号的图。
【具体实施方式】
[0059] 如图1所示的功率变换器以电荷控制的无补偿方法来操作。控制器16生成用于切 换可切换的功率级的PWM控制信号,其中,脉冲控制信号被转发至高侧FET 12,并且控制信 号的互补信号(complement)被转发至低侧FET 13。控制器16生成脉冲控制信号,该脉冲控 制信号类似于如图3的(a)所示的用于稳态的恒定频率PffM控制信号。
[0060] 当负载瞬态出现时,控制器生成类似具有如图3的(b)和图3的(c)所示的相比于稳 态脉冲31在相位上平移的脉冲32、33的恒定频率PffM控制信号的脉冲控制信号。垂直的虚线 表示周期的边界。
[0061] 如图3的(b)所示,为了增加周期中的电荷,控制器16将脉冲32提前。与表示针对在 时间上向前平移的脉冲的电感电流的实线相比较,虚线表示针对恒定频率控制信号的电感 电流。
[0062]如图3的(c)所示,为了减少周期中的电荷,控制器16延迟脉冲33。与表示针对在时 间上向后平移的脉冲的电感电流的实线相比较,虚线表示针对恒定频率控制信号的电感电 流。通过虚线和实线界定的面积与周期中电荷的改变成正比。
[0063] 图4示出了如图4的(a)所示的稳态与如图4的(b)所示的负载瞬态之间的比较。具 有稳态脉冲宽度tss的脉冲被提前了 td以增加由垂直的点线表示的周期中的电荷。这导致如 通过下面的等式所给出的电感电流的增加 Δ I : Δ I = tdVcmt/L,其中,Vciut是输出电压,并且L 是电感器的电感。
[0064] 在图5中示出了用于确定脉冲控制信号的控制器51的框图。脉冲控制信号的每个 脉冲都通过其脉冲位置和脉冲宽度来限定。脉冲位置控制块52确定脉冲位置并且将其传递 到脉冲发生器54。脉冲宽度控制块53确定额定脉冲宽度并且将其传递到脉冲发生器54。该 脉冲发生器54基于脉冲位置并且基于额定脉冲宽度生成脉冲控制信号。
[0065]由误差放大器510生成的电压误差在用于CCM的包括滤波器59和积分器55的慢控 制路径中被处理以确定稳态脉冲宽度,并且也在用于DCM的包括滤波器59和DCM脉冲宽度控 制块58的快控制路径中被处理。
[0066]滤波器59将电压误差信号Ve划分成被积分器55积分以确定稳态脉冲宽度t ss的稳 态部分Ve,ss以及被DCM脉冲宽度控制块58处理以生成附加的持续时间td的动态部分V e,d,该 附加的持续时间td被相加到稳态脉冲宽度tss以确定针对DCM的总脉冲宽度。将电压误差信 号V e3拆分成稳态部分Ve3,ss和动态部分Ve^消除了在电压模式控制的情况下将会出现的零点 处的极点。当通过慢路径设置稳态脉冲宽度时,小信号控制变成简单的线性控制。
[0067]脉冲位置控制块52被连接到误差放大器510的输出和斜坡发生器56,并且处理电 压误差信号I以确定脉冲位置,将进一步结合图6至图14对其进行描述。
[0068] 图6指的是稳态脉冲位置调制。图6(顶部)示出了稳定电压误差Ve3rr = Vss和由斜坡 发生器56生成(图5)的包括具有相同的斜率的多个时移电压斜坡的周期斜坡信号,其中,在 处于同一水平(例如,稳定电压误差的水平)的两个连续电压斜坡之间经过的时间是相同 的。如图6(中部)所示,脉冲位置控制块52(图5)通过当周期斜坡信号的斜坡与如由垂直的 虚线表示的电压误差信号相交(相等)时触发脉冲控制信号的脉冲来确定脉冲控制信号的 脉冲位置。脉冲控制信号的额定脉冲宽度是通过积分器55(图5)确定的稳态脉冲宽度。图6 (底部)示出了得到的电感电流,该电感电流是具有纹波的稳态电流。
[0069] 图7至图12指的是利用具有每稳态周期预定义数量的斜坡的周期斜坡信号的脉冲 平移调制。图7至图12(顶部)示出了稳定电压误差和周期斜坡信号。垂直虚线表示如图7至 图12(中部)所示的稳态(虚线)脉冲何时将被触发,并且两条连续的垂直线代表(稳态)周期 的边界。图7至图12(顶部)示出了(粗线)负载瞬态的电压误差信号,并且图7至图12(中部) 示出了得到的(实线)脉冲控制信号以及相比较的(虚线)稳态脉冲控制信号。图7至图12(底 部)示出了相比于(虚线)稳态电感电流的得到的动态(实线)电感电流。
[0070] 图7指的是利用具有每稳态周期一个斜坡的周期斜坡信号的脉冲平移调制。斜坡 71触发脉冲77。斜坡72触发脉冲78。随后,出现电压误差的上移。斜坡73触发脉冲79。与斜坡 73将会触发稳态脉冲710的稳态相比较,可以观察到,与稳态电压误差相比较,由于斜坡73 较早地与电压误差相交,所以稳态脉冲710在时间上被向前平移到脉冲79的位置。这将电感 电流从稳态电感电流增加至动态电感电流。相同情况也适用于稳态脉冲712,与稳态电压误 差相比较,由于斜坡74较早地与电压误差相交,所以稳态脉冲712在时间上被向前平移到脉 冲711的位置。随后出现电压误差的下移。由于脉冲仅在时间上平移,因此如可以观察到的, 对于由斜坡74和75界定的周期,允许电感电流返回至其稳态水平。由于电压误差返回至其 稳态水平,所以由斜坡75触发的脉冲713和由斜坡76触发的脉冲714对应于它们的稳态对应 部分。
[0071] 可以观察到,稳态脉冲可以在时间上被向前平移至前面的稳态周期的后半段中。 因此,具有每周期单个斜坡的斜坡信号允许额外脉冲在周期的后半段中开始。电流的最大 变化为+/-l/2*(l_d)*纹波电流,其中,d是额定占空比。
[0072] 图8指的是利用具有每稳态周期两个斜坡的周期斜坡信号的脉冲平移调制。斜坡 81触发脉冲87。斜坡82触发脉冲88。然而,在该时刻,出现电压误差的瞬态,并且在相同的时 亥IJ,斜坡83将会触发另一脉冲。由于脉冲88已经存在,所以代替在该时刻触发另一脉冲,仅 将脉冲88的持续时间延长了额定脉冲宽度(即,稳态脉冲宽度)。因此,得到的脉冲88的脉冲 宽度是稳态脉冲宽度的两倍。因此,在脉冲89的位置处的稳态脉冲(由于与脉冲89重叠而未 示出)被向前平移至由斜坡82和83界定的稳态周期的前半段中。斜坡84触发脉冲89。因此, 在脉冲810的位置处的稳态脉冲(由于与脉冲810重叠而未示出)被向前平移至脉冲89的位 置。
[0073]然后,斜坡85触发脉冲810。因此,稳态脉冲811在时间上被向前平移至脉冲810的 位置。然后误差电压返回至其稳态水平。虽然斜坡85在稳态水平与误差电压再次相交,但其 不触发另一脉冲。由于斜坡85已经触发了脉冲(即,脉冲810),所以从那时起该斜坡被放弃。 否则其将会在稳态脉冲811的位置处触发脉冲,由于该脉冲将会阻止电感电流返回至其稳 态水平,所以这是所不希望的。与如图7所示的单斜坡方法相比较,可以观察到,所得到的动 态电感电流达到更高的水平。由于电压误差已经返回至其稳态水平,因此由斜坡86触发的 脉冲812对应于其稳态对应部分。
[0074]可以观察到,稳态脉冲可以在时间上被向前平移至前面的稳态周期的前半段中。 因此,具有每周期两个斜坡的斜坡信号允许额外脉冲在周期中的任何位置处开始。电流的 最大变化为+/ _l/(l_d)*纹波电流,其中,d是额定占空比。
[0075]图9指的是利用具有每稳态周期三个斜坡的周期斜坡信号的脉冲平移调制。斜坡 91触发脉冲97。斜坡92触发脉冲98。然而,在该时刻,出现电压误差的瞬态,并且在相同的时 亥IJ,斜坡93将会触发另一脉冲。由于脉冲98已经存在,所以代替在该时刻触发另一脉冲,仅 将脉冲88的持续时间延长了额定脉冲宽度(即,稳态脉冲宽度)。因此,得到的脉冲98的脉冲 宽度现在是稳态脉冲宽度的两倍。在由此延长的脉冲98仍然存在的情况下,斜坡94与电压 误差相交。代替在该时刻触发另一脉冲,将延长的脉冲98再次延长,所以脉冲98的总脉冲宽 度变成额定脉冲宽度(即,稳态脉冲宽度)的三倍。
[0076]因此,稳态脉冲99和911在时间上已经被向前平移以生成脉冲98,从而,进入由斜 坡92和93界定的稳态周期中。因此,具有每周期三个斜坡的斜坡信号允许在周期中的任何 位置处的额外脉冲以及在周期的后半段中的额外脉冲。与图8示出两个斜坡的情况的图8相 比较,电感电流可以达到甚至更高的水平。
[0077]斜坡95触发对应于稳态脉冲912的脉冲910,该稳态脉冲912在时间上被向前平移 至脉冲910的位置。然后,误差电压返回至其稳态水平。虽然斜坡95在稳态水平与误差电压 再次相交,但其不触发另一脉冲。由于斜坡95已经触发了脉冲(即脉冲910),所以从那时起 该斜坡被放弃,以保证该控制方法的稳定性。由于电压误差信号已经返回至其稳态水平,因 此由斜坡96触发的脉冲913对应于其稳态对应部分。
[0078] 图10指的是利用具有每稳态周期四个斜坡的周期斜坡信号的脉冲平移调制。斜坡 101触发脉冲107。斜坡102触发脉冲108。然而,在该时刻,出现电压误差的瞬态,并且在相同 的时刻,斜坡103和斜坡104将会各自触发另一脉冲。由于脉冲108已经存在,所以代替在该 时刻触发两个其它脉冲,仅将脉冲108的持续时间延长了额定脉冲宽度的两倍(即,稳态脉 冲宽度的两倍)。因此,得到的脉冲108的脉冲宽度现在是稳态脉冲宽度的三倍。
[0079] 因此,在脉冲109和1010的位置处的稳态脉冲(由于与脉冲109和1010重叠而未示 出)被向前平移至脉冲108的位置,从而,进入由斜坡102和103界定的稳态周期中。因此,具 有每周期四个斜坡的斜坡信号允许在周期中任何位置处的两个额外脉冲。与示出三个斜坡 的情况的图9相比较,电感电流可以达到甚至更高的水平。
[0080] 斜坡104触发在时间上被向前平移至脉冲109的位置的脉冲。斜坡105触发对应于 稳态脉冲1011的脉冲,该稳态脉冲1011在时间上被向前平移至脉冲109的位置。斜坡106触 发对应于稳态脉冲1012的脉冲,该稳态脉冲1012在时间上被向前平移至脉冲1010的位置。 然后误差电压信号返回至其稳态水平。虽然斜坡105在稳态水平与误差电压信号再次相交, 但其不触发另一脉冲。由于斜坡105之前已经与电压误差信号相交以扩展脉冲108的脉冲宽 度,因此从那时起该斜坡被放弃,以保证该控制方法的稳定性。虽然斜坡106在稳态水平与 误差电压再次相交,但其不触发另一脉冲。由于斜坡106已经触发了脉冲(即脉冲1010),所 以从那时起该斜坡也被放弃,以保证该控制方法的稳定性。
[0081] 图11指的是利用具有每稳态周期五个斜坡的周期斜坡信号的脉冲平移调制。斜坡 111触发脉冲119。斜坡112触发脉冲1110。然而,在该时刻,出现电压误差的瞬态,并且在相 同的时刻,斜坡113和斜坡114将会各自触发另一脉冲。由于已经存在脉冲1110,所以代替在 该时刻触发两个其它脉冲,仅将脉冲1110的持续时间延长了额定脉冲宽度的两倍(即,稳态 脉冲宽度的两倍)。因此,得到的脉冲111 〇的脉冲宽度现在是稳态脉冲宽度的三倍。然而,在 由此延长的脉冲1110仍然存在的时刻,斜坡114与电压误差信号相交。这导致将脉冲1110的 脉冲宽度又一次扩展了额定脉冲宽度(即,稳态脉冲宽度)。最终,脉冲Ilio的脉冲宽度是稳 态脉冲宽度的四倍。
[0082] 因此,稳态脉冲1111、1113和1114被向前平移至脉冲1110的位置,从而,进入由斜 坡112和113界定的稳态周期中。因此,具有每周期四个斜坡的斜坡信号允许在周期中任何 位置处的两个额外脉冲加上在周期的后半段中的额外脉冲。与示出四个斜坡的情况的图10 相比较,电感电流可以达到甚至更高的水平。
[0083] 斜坡104触发在时间上被向前平移至脉冲109的位置的脉冲。斜坡116触发对应于 稳态脉冲1115的脉冲,该稳态脉冲1115在时间上被向前平移至脉冲1112的位置。然后误差 电压信号返回至其稳态水平。虽然斜坡115和斜坡116在稳态水平与误差电压信号再次相 交,但它们不各自触发另一脉冲。由于斜坡115和116之前已经与电压误差信号相交,所以从 那时起这些斜坡被放弃,以保证该控制方法的稳定性。由于电压误差信号已经返回至其稳 态水平,所以由斜坡117触发的脉冲1116和由斜坡118触发的脉冲1117对应于它们的稳态对 应部分。
[0084] 图12指的是利用具有每稳态周期六个斜坡的周期斜坡信号的脉冲平移调制。斜坡 121触发脉冲129。斜坡122触发脉冲1210。然而,在该时刻,出现电压误差的瞬态,并且在相 同的时刻,斜坡123、124和125将会各自触发另一脉冲。由于脉冲1210已经存在,所以代替在 该时刻触发三个其它脉冲,仅将脉冲1210的持续时间延长了额定脉冲宽度的三倍(即,稳态 脉冲宽度的三倍)。因此,得到的脉冲1210的脉冲宽度现在是稳态脉冲宽度的四倍。然而,在 由此延长的脉冲1210仍然存在的时刻,斜坡126与电压误差信号相交。这导致将脉冲1210的 脉冲宽度又一次扩展了额定脉冲宽度(即,稳态脉冲宽度)。最终,脉冲1210的脉冲宽度是稳 态脉冲宽度的五倍。
[0085]因此,稳态脉冲1211、在脉冲1212的位置处的稳态脉冲(因为其与脉冲1212重叠而 未示出)以及稳态脉冲1213和1214被向前平移至脉冲1210的位置,从而,进入由斜坡122和 123界定的稳态周期中。因此,具有每周期五个斜坡的斜坡信号允许在周期中任何位置处的 三个额外脉冲。与示出五个斜坡的情况的图11相比较,电感电流可以达到甚至更高的水平。 [0086]斜坡127触发对应于稳态脉冲1215的脉冲1212,该稳态脉冲1215在时间上被向前 平移至脉冲1212的位置。然后误差电压信号返回至其稳态水平。虽然斜坡125、126和127在 稳态水平与误差电压信号再次相交,但它们不各自触发另一脉冲。由于斜坡125、126和127 之前已经与电压误差信号相交,所以从那时起这些斜坡被放弃,以保证该控制方法的稳定 性。由于电压误差信号已经返回至其稳态水平,所以由斜坡128触发的脉冲1216对应于其稳 态对应部分。
[0087]当比较图6至图12中的斜坡的斜率时,可以观察到,在稳态周期内的任何时刻的递 增数量的斜坡可以通过相应地减小斜率来生成。
[0088]图13示出了针对最小延迟系统在最短时间内校正电压偏差所需的最大电流,该最 大电流通过下面的等式给出= /s[i+W],其中,Is是供电电流。例如,如果输入电压是 12伏特,输出电压是1伏特并且纹波电流Ir是最大负载(供电)电流的30%,则50%的负载阶 跃将需要峰值电感电流,该峰值电感电流将是纹波电流的2.15倍。
[0089] 图14示出了依据斜坡的数量可以达到的电感电流的对比,其中,字母S后面的整数 表示周期斜坡信号的每周期斜坡的数量。根据电感电流按照纹波电流Ir的的多个倍数而从 其稳态水平的最大偏差Ishif tmax,可以从Ishiftmax= IrN/2(1-c〇(其中,cK 1/2)或者Ishiftmax = IrN(其中,d 2 1/2)确定达到校正电压偏差所要求的最大电感电流需要的斜坡的数量N,其 中,d是脉冲控制信号的占空比。
[0090] 现在返回至图5,可以观察到,控制器包括布置在脉冲位置控制块52和脉冲宽度控 制块53之间的脉冲位置抵消器(pulses position neutralizer)57。现在参照图4,可以观 察到,电压误差的稳态偏移导致针对每个脉冲的电流中的稳态偏移,该电流的稳态偏移通 过下面的等式给出△ I = tdVQUt/L。脉冲位置抵消器57尝试检测电流中的任何稳态偏移并且 通过根据V ssitss+ktd-K其中,k是常数)增加稳态脉冲宽度tss来抵消这些稳态偏移。
[0091] 如已经指出的,功率变换器可以以CCM或DCM来操作。CCM意味着能量转移电感器中 的电流在开关周期之间基本上从来不会变为零,尽管其在从正电流过渡到负电流或者从负 电流过渡到正电流时可能暂时通过零。在DCM中,在开关周期的大部分时间内电流会变为 零。
[0092] 图15和图16指的是DCM脉冲宽度控制块的操作。在CCM下,额定脉冲宽度是稳态脉 冲宽度,该宽度可能随时间慢慢被调节以校正电流中的任何稳态偏移。在DCM下,脉冲宽度 被动态地调节,以增加或减少周期中的电荷。
[0093] 作为电荷模式控制的预测方法,DCM脉冲宽度控制块58 (图5)改变脉冲控制信号的 脉冲宽度,使得所得到的周期中的电荷Q通过下面的等式给出
实中, 在图14中示出了脉冲控制信号的总脉冲宽度知对比得到的电感电流。
[0094]由于积分器55 (图5)确定了稳态脉冲宽度tss,所以DCM脉冲宽度控制块58 (图5)仅 需要确定如图16中通过虚线表示的附加的持续(on)时间td,以增大稳态脉冲宽度tss,使得 得到如通过给出的周期中的附加的电荷 Qd 〇
[0095] 图16中还示出了对电感电流的影响。可以观察到,周期中的电荷增加到与由电感 电流的虚线和实线界定的面积成正比的程度。
[0096] 在DCM下,由于不需要补偿,所以该方法减少了另外用于补偿所需的时间和精力。 因此,该方法尤其改善了从DCM到CCM的过渡,并因此得到更鲁棒的功率变换器。
[0097] 现在返回参照图5,控制器的基础架构可以是全数字的,这需要连接到误差放大器 510的输出的快速模拟到数字变换器。另选地,该基础架构可以以混合信号来实现,这仅需 要连接到误差放大器510的输出端的慢速模拟到数字变换器。具体地,脉冲位置控制块52和 DCM脉冲宽度控制块58可以模拟地实现。
[0098] 然而,模拟/数字边界可以被任意绘制以优化性能、成本等。
【主权项】
1. 一种用于功率变换器的控制方法,所述功率变换器包括:切换的功率级,所述切换的 功率级被配置成根据脉冲控制信号从输入电压生成输出电压,所述脉冲控制信号用于根据 电压误差信号来控制所述切换的功率级的切换,所述电压误差信号是基准电压与所述输出 电压之间的差,所述方法包括W下步骤: 生成周期斜坡信号; 通过在所述周期斜坡信号的斜坡与所述电压误差信号相交W控制脉冲位置时触发所 述脉冲控制信号的脉冲,来生成所述脉冲控制信号。2. 根据权利要求1所述的控制方法,其中,触发所述脉冲控制信号的脉冲包括W下步 骤: 当所述周期斜坡信号的斜坡之前已经与所述电压误差信号相交时,放弃所述斜坡。3. 根据权利要求1所述的控制方法,所述控制方法包括W下步骤: 通过对稳态电压误差信号进行积分来确定所述脉冲控制信号的脉冲的稳态脉冲宽度。4. 根据权利要求3所述的控制方法,其中,确定所述稳态脉冲宽度包括W下步骤: 在生成所述脉冲控制信号之前,确定所述稳态脉冲宽度;W及 将所述脉冲控制信号的额定脉冲宽度设置成所述稳态脉冲宽度。5. 根据权利要求1所述的控制方法,其中,生成周期斜坡信号包括W下步骤: 生成具有相同斜率的多个时移电压斜坡,其中,在处于同一水平的两个连续的电压斜 坡之间经过的时间是相同的。6. 根据权利要求1所述的控制方法,其中,生成周期斜坡信号包括W下步骤: 生成所述周期斜坡信号,使得在所述周期斜坡信号的稳态周期内的任何时刻都存在预 定数量的斜坡,其中,所述稳态周期被定义为在针对所述稳态电压误差信号生成的处于同 一水平的所述脉冲控制信号的两个连续的脉冲之间经过的时间。7. 根据权利要求6所述的控制方法,其中,生成所述周期斜坡信号包括W下步骤: 调节所述周期斜坡信号的所有斜坡的斜率,使得在所述周期斜坡信号的所述稳态周期 内的任何时刻都存在所述预定数量的斜坡。8. 根据权利要求1所述的控制方法,所述控制方法包括W下步骤: 针对在所述脉冲控制信号的脉冲存在的时刻与所述电压误差信号相交的所述周期斜 坡信号的每个附加的斜坡,将所述脉冲控制信号的脉冲的持续时间延长额定脉冲宽度,而 不是触发所述脉冲控制信号的脉冲。9. 根据权利要求1所述的控制方法,所述控制方法还包括W下步骤: 尝试检测电流中的稳态或准稳态偏移;W及 当检测到稳态或准稳态偏移时,调节所述额定脉冲宽度W抵消由稳态或准稳态偏移导 致的脉冲平移。10. 根据权利要求1所述的控制方法,所述控制方法还包括W下步骤: 改变所述脉冲控制信号的脉冲宽度,使得所述脉冲宽度的平方依据电压误差得出将在 周期中传递的电荷,其中,将在周期中传递的所述电荷取决于所述电压误差W及所述脉冲 宽度的平方。11. 根据权利要求10所述的控制方法,所述控制方法包括W下步骤: 改变所述脉冲控制信号的所述脉冲宽度,使得通过下面等式给出所得到的周期的电荷 Q其中,Vin是所述输入电压,Vcut是所述输出电压,L是所述切换的功率级的电感,并且tp 是所述脉冲控制信号的脉冲宽度。12. 根据权利要求10所述的控制方法,所述控制方法包括W下步骤: 通过将稳态脉冲宽度tss增加附加的持续时间td来改变所述脉冲控制信号的脉冲宽度, 使得当另外确定了所述稳态脉冲葡度tss时,通过下面等式给出周期的附加的电荷QdD13. -种功率变换器,所述功率变换器包括: 切换的功率级,所述切换的功率级被配置成根据输入电压生成输出电压;W及 控制器,所述控制器被配置成根据电压误差信号生成用于切换所述切换的功率级的脉 冲控制信号,所述电压误差信号是基准电压与所述输出电压之间的差; 其中,所述控制器被配置成生成周期斜坡信号,并且其中,所述控制器被配置成通过在 所述周期斜坡信号的斜坡等于所述电压误差信号W控制脉冲位置时触发所述脉冲控制信 号的脉冲,来生成所述脉冲控制信号。14. 根据权利要求13所述的功率变换器,其中,所述控制器包括: 滤波器,所述滤波器被配置成将所述电压误差信号划分成稳态部分和动态部分; 积分器,所述积分器被配置成对所述电压误差信号的所述稳态部分进行积分,W确定 稳态脉冲宽度; 非连续导通模式(DCM)脉冲宽度控制块,所述非连续导通模式脉冲宽度控制块被配置 成借助于预测性电荷模式控制来确定所述脉冲的附加的持续时间; 脉冲宽度控制块,所述脉冲宽度控制块被连接到所述积分器和所述非连续导通模式脉 冲宽度控制块,所述脉冲宽度控制块被配置成基于所述稳态脉冲宽度和所述附加的持续时 间来确定脉冲宽度; 斜坡发生器,所述斜坡发生器被配置成生成所述周期斜坡信号; 脉冲位置控制块,所述脉冲位置控制块被配置成通过在所述周期斜坡信号的斜坡等于 所述电压误差信号时触发脉冲来确定脉冲位置;W及 脉冲发生器,所述脉冲发生器被连接到所述脉冲宽度控制块和所述脉冲位置控制块, 所述脉冲发生器被配置成基于所述脉冲宽度和所述脉冲位置来生成所述脉冲控制信号。15. 根据权利要求14所述的功率变换器,其中,所述控制器还包括: 脉冲位置抵消器,所述脉冲位置抵消器被连接在所述脉冲位置控制块和所述脉冲宽度 控制块之间,并且所述脉冲位置抵消器被配置成尝试检测电流中的稳态或准稳态偏移,并 且在已检测到稳态或准稳态偏移时,调节所述额定脉冲宽度W抵消由稳态或准稳态偏移导 致的脉冲平移。
【文档编号】H02M7/5395GK105915097SQ201610094834
【公开日】2016年8月31日
【申请日】2016年2月19日
【发明人】C·杨
【申请人】微电子中心德累斯顿有限公司
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