全桥llc谐振变换器及其同步整流驱动方法
【专利摘要】本发明涉及一种全桥LLC谐振变换器及其同步整流驱动方法。该谐振变换器包括输入端(Vin)、逆变网络电路(11)、谐振网络电路(13)，变压器(T)、整流滤波网络电路(15)、输出负载(R0)及输出端(Vout)，其中，还包括同步驱动装置(17)，用于根据从谐振网络电路(13)提取到的谐振电流(iLr)计算得到谐振周期(tr)；对开关频率(fs)和谐振频率(fr)进行比较得到比较结果；根据比较结果确定原边开关管的驱动信号(ug1&ug4、ug2&ug3)和副边同步整流管的驱动信号(ugSR1、ugSR1)并将这些驱动信号分别发送至逆变网络电路(11)和整流滤波网络电路(15)以控制其工作。本发明实施例通过对开关频率和谐振频率的比较确定同步整流关断时间的确定，灵活控制该全桥LLC谐振变换器的工作，具有简单可行、可实现性强，成本低等优势。
【专利说明】
全桥LLC谐振变换器及其同步整流驱动方法
技术领域
[0001] 本发明涉及数字电路技术领域，特别涉及一种全桥LLC谐振变换器及同步整流驱 动方法。
【背景技术】
[0002] 近年来，全桥LLC谐振变换器因具有能在宽负载范围内实现原边开关管ZVS开通、 副边整流二极管ZCS关断，不存在反向恢复问题以及能用变压器的漏感替代谐振电感等优 势，逐渐受到了工业界的广泛关注。
[0003] 然而，在输出低压大电流时，由于全桥LLC谐振变换器副边二极管正向导通压降增 大，使得整流损耗占据了总损耗相当大的比重，不利于效率的提高。因此，为了改善这一状 况，并提高变换器效率，通常选择用通态电阻极低的M0SFET替代二极管，即同步整流技术。
[0004] 虽然M0SFET的通态电阻极低，有利于减小整流损耗，却必然引入了另外一个问题， 即同步整流管的驱动时间能直接影响到系统的损耗。当同步整流管驱动时间等于电流持续 时间时，同步整流管的驱动信号与整流电流完全同步，此时的整流损耗最小；当同步整流管 驱动时间小于电流持续时间时，则在驱动信号消失后整流电流将流过同步整流管的体二极 管，效率达不到最优；当同步整流管驱动时间大于电流持续时间时，必然会形成环流问题， 造成能量反向流动。因此，如何快速有效地对同步整流管进行驱动再一次成为了学者们的 研究对象。
[0005] 由全桥LLC谐振变换器的原理可知，原边向副边传递的能量是谐振电流iLr与励磁 电流iu的差值，流过同步整流管的电流i ^为：
[0006] lSR = n · (lLr-lLm) (1)
[0007] 由式（1)可见，同步整流管电流的相位与原边谐振电流和励磁电流密切相关，因此 不能单纯地依靠谐振电流来判断同步整流管的关断时间，这给同步整流管的驱动带来了很 大的困难。
[0008] 请参见图1，图1为理想全桥LLC谐振变换器的同步整流驱动信号示意图，当同步整 流管刚开始导通时，驱动信号为高电平，同步整流管导通，电流从同步整流管的沟道流过； 当同步整流管中的电流即将降为零时，驱动信号为低电平，同步整流管关断，使得剩余的电 流将从同步整流管的体二极管流过。
[0009] 目前，同步整流管的驱动信号可通过以下两种方法来产生：
[0010] 方法一:检测原边信号，由于全桥LLC谐振变换器向后级传递的能量是谐振电流和 励磁电流的差值，所以后级输出电流信号与励磁电流均不同相，而励磁电感在变压器中集 成，励磁电流无法检测，所以检测原边信号的手段相对复杂。
[0011] 方法二:检测副边信号，在副边通过CT或者电流传感器检测副边电流的过零点，进 而控制开关管的通断。但是由于检测器件的带宽、延时以及CHJ处理时间等会造成同步整流 管开通时序滞后，造成关断时间也滞后。开通滞后会影响效率，关断滞后会造成环流，能量 反向流动。
[0012] 为此，学者们在全桥LLC谐振变换器的同步整流驱动方面做了很多努力与尝试，如 文献"LLC谐振变换器同步整流策略研究"采用电流互感器CT对同步整流管进行驱动，但这 忽略了电流互感器CT本身就会带来较大的损耗，难免增加了二次侧的PCB走线难度，限制了 功率密度的提高。同时，同步整流管开通时序也会受到检测器件的带宽、延时以及CPU处理 时间影响而发生滞后，使得关断时间也随之滞后。
[0013] 文献 "A Un iversal Adaptive Driving Scheme for Synchronous Rectification in LLC Resonant Converters"米用FPGA实现对全桥LLC谐振变换器中同 步整流管的自适应控制，此种方法利用率高，但是却对电路板的抗干扰设计要求很高，成本 也非常高。
[0014] 综上所述，目前驱动同步整流管的方法均在成本、计算复杂度，功率密度以及测量 精度等不同方面存在着局限性。
【发明内容】
[0015] 因此，为解决现有技术存在的技术缺陷和不足，本发明提出一种全桥LLC谐振变换 器及同步整流驱动方法。
[0016] 具体地，本发明一个实施例提出的一种全桥LLC谐振变换器（10)，包括输入端 (Vin)、逆变网络电路（11)、谐振网络电路（13)，变压器(T)、整流滤波网络电路（15)、输出负 载(R〇)及输出端(V〇 ut)，还包括同步驱动装置(17);其中，
[0017] 所述同步驱动装置（17)包括谐振频率检测模块（171)、同步驱动模块（173)、隔离 驱动模块(175);
[0018] 其中，所述谐振频率检测模块（171)根据从所述谐振网络电路（13)提取到的谐振 电流（kr)计算得到谐振周期（tr);所述同步驱动模块（173)对开关频率(f s)和所述谐振周 期(tr)转换得到的谐振频率(fr)进行比较得到比较结果;所述隔离驱动模块(175)根据所述 比较结果确定原边开关管的驱动信号（u gl&Ug4、Ug2&Ug3)和副边同步整流管的驱动信号 (UgSR1、UgSR1)并将所述原边开关管的驱动信号(Ugl& Ug4、Ug2&Ug3)及所述副边同步整流管的驱 动信号(u gSR1、ugSR1)分别发送至所述逆变网络电路(11)和所述整流滤波网络电路(15)。
[0019] 在本发明的一个实施例中，所述逆变网络电路（11)包括第一原边开关管(Q〇、第 二原边开关管(Q2)、第三原边开关管(Q 3)、第四原边开关管(Q4)及输入电容(Cinl);其中，所 述第一原边开关管(Qd和所述第三原边开关管(Q 3)、所述第二原边开关管(Q2)和所述第四 原边开关管(Q4)分别串接后并接于所述输入端(V in)两端且所述输入电容(Cinl)也并接于所 述述输入端(Vin )两端；
[0020] 其中，所述同步驱动装置（17)将所述原边开关管的驱动信号(Ugl&Ug4、 Ug2&Ug3)分别 发送至所述第一原边开关管(Q0和所述第四原边开关管(Q4)、所述第三原边开关管(Q3)和 所述第二原边开关管(Q 2)的控制端。
[0021 ]在本发明的一个实施例中，所述谐振网络电路（13)包括谐振电感(Lr)、谐振电容 (Cr)、励磁电感㈦）;所述谐振电感(Lr)、所述谐振电容(Cr)及所述励磁电感㈦)依次串接于 所述第一原边开关管(Qi)和所述第三原边开关管(Q3)串接形成的节点(A)和所述第二原边 开关管(Q 2)和所述第四原边开关管(Q4)串接形成的节点⑶之间;且所述励磁电感(Lm)还电 连接至所述变压器(T)输入端的两侧；
[0022] 其中，所述同步驱动装置（17)从所述谐振电感(Lr)和所述谐振电容(Cr)串接形成 的节点处获取所述谐振电流(kr)。
[0023] 在本发明的一个实施例中，所述整流滤波网络电路（15)包括第一副边同步整流管 (SRO、第二副边同步整流管（SR2)及输出滤波电容(Co);所述第一副边同步整流管（SRi)和 所述第二副边同步整流管（SR 2)串接于所述变压器(T)输出端的两端；所述输出滤波电容 (Co)的两端分别电连接至所述变压器(T)的滑动端及所述第一副边同步整流管(SR〇和所述 第二副边同步整流管(SR 2)串接形成的节点处；
[0024]其中，所述同步驱动装置（17)将所述副边同步整流管的驱动信号(ugSR1、ugSR1)分别 发送至所述第一副边同步整流管(SR0、所述第二副边同步整流管(SR2)的控制端。
[0025]在本发明的一个实施例中，所述同步驱动装置(17)为DSP处理器。
[0026] 本发明另一个实施例提出的一种同步整流驱动方法，应用于全桥LLC谐振变换器 中，所述全桥LLC谐振变换器包括逆变网络电路（11)、谐振网络电路（13)，变压器(T)、整流 滤波网络电路(15 )，其中，所述方法包括：
[0027] 步骤一、根据由所述谐振网络电路（13)获取的谐振电流（kr)计算得到谐振周期 (tr)；
[0028] 步骤二、比较开关频率(fs)和所述谐振周期（tr)转换得到的谐振频率(fr)得到比 较结果，并根据所述比较结果确定同步整流关断时间（toff);
[0029] 步骤三、触发所述逆变网络电路(11)及所述整流滤波网络电路（15)的开关链路同 步导通，根据所述同步整流关断时间（toff)控制所述逆变网络电路(11)的开关管的关断。
[0030] 在本发明的一个实施例中，步骤一中计算所述谐振周期（tr)的公式为：
[0031] 在本发明的一个实施例中，根据所述比较结果确定同步整流关断时间（tQff)，包 括：
[0032] 若所述比较结果为所述开关频率(fs)大于所述谐振频率(fr)，则所述同步整流关 断时间（toff)与所述逆变网络电路(11)的开关管关断时间相等；
[0033] 若所述比较结果为所述开关频率(fs)小于等于所述谐振频率(fr)且大于所述谐振 频率(f r)的90%时，则所述同步整流关断时间（tQff)为半个所述谐振周期(tr);
[0034] 若所述比较结果为所述开关频率(fs)小于所述谐振频率(fr)的90%时，根据所述 开关频率(f s)从数据库中查找所述同步整流关断时间（toff)。f s
[0035] 在本发明的一个实施例中，所述数据库中的所述同步整流关断时间（Uff)是根据 不同的工作频率、LLC谐振频率、负载电流、谐振参数的容差以及输入电压计算。
[0036] 本发明实施例，通过对开关频率和谐振频率的比较确定同步整流关断时间的确 定，灵活控制该全桥LLC谐振变换器的工作，具有简单可行、可实现性强，成本低等优势。其 中，具体有益效果如下：
[0037] 1、成本低，驱动同步整流管时不需要借助电流传感器、智能芯片等辅助电路；
[0038] 2、驱动方法简单，可以直接通过DSP编写程序完成；
[0039] 3、功率密度可以做到更高，省去了大部分的检测电路；
[0040] 4、灵活性强，可以离线计算同步整流管在不同谐振频率情况下的关断时间toff。
[0041] 通过以下参考附图的详细说明，本发明的其它方面和特征变得明显。但是应当知 道，该附图仅仅为解释的目的设计，而不是作为本发明的范围的限定，这是因为其应当参考 附加的权利要求。还应当知道，除非另外指出，不必要依比例绘制附图，它们仅仅力图概念 地说明此处描述的结构和流程。
【附图说明】
[0042] 图1为理想全桥LLC谐振变换器的同步整流驱动信号示意图；
[0043] 图2为本发明实施例的一种全桥LLC谐振变换器的的电路模块示意图；
[0044] 图3为本发明实施例的一种全桥LLC谐振变换器的的电路结构图；
[0045] 图4为本发明实施例的一种同步整流数字式驱动方法的流程图；以及
[0046] 图5为本发明实施例的一种同步整流数字式驱动装置的工作原理示意图。
【具体实施方式】
[0047]为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明 的【具体实施方式】做详细的说明。
[0048] 实施例一
[0049] 请一并参见图2和图3,图2为本发明实施例的一种全桥LLC谐振变换器的的电路模 块示意图；图3为本发明实施例的一种全桥LLC谐振变换器的的电路结构图。该全桥LLC谐振 变换器包括包括输入端(V in)、逆变网络电路(11)、谐振网络电路(13)，变压器(T)、整流滤波 网络电路（15)、输出负载(R〇)及输出端(V QUt)，还包括同步驱动装置（17)。具体地：
[0050] 所述同步驱动装置（17)包括谐振频率检测模块（171)、同步驱动模块（173)、隔离 驱动模块（175);其中，所述谐振频率检测模块（171)根据从所述谐振网络电路（13)提取到 的谐振电流(kr)计算得到谐振周期（t r);所述同步驱动模块（173)对开关频率(fs)和所述 谐振周期(tr)转换得到的谐振频率(fr)进行比较得到比较结果;所述隔离驱动模块(175)根 据所述比较结果确定原边开关管的驱动信号(U gl&Ug4、Ug2&Ug3)和副边同步整流管的驱动信 号( UgSR1、UgSR1)并将所述原边开关管的驱动信号(Ugl& Ug4、Ug2&Ug3)及所述副边同步整流管的 驱动信号(u gSR1、ugSR1)分别发送至所述逆变网络电路(11)和所述整流滤波网络电路(15)。
[0051] 进一步地，所述逆变网络电路（11)包括第一原边开关管（Q〇、第二原边开关管 (Q2)、第三原边开关管(Q 3)、第四原边开关管(Q4)及输入电容(Cinl);其中，所述第一原边开 关管（Q0和所述第三原边开关管（Q 3)、所述第二原边开关管（Q2)和所述第四原边开关管 (Q4)分别串接后并接于所述输入端(V in)两端且所述输入电容(Cinl)也并接于所述述输入端 (Vin)两端；
[0052]其中，所述同步驱动装置（17)将所述原边开关管的驱动信号(Ugl&Ug4、 Ug2&Ug3)分别 发送至所述第一原边开关管(Q0和所述第四原边开关管(Q4)、所述第三原边开关管(Q3)和 所述第二原边开关管(Q 2)的控制端。
[0053]进一步地，所述谐振网络电路（1 3)包括谐振电感（Lr)、谐振电容（Cr)、励磁电感 (Lm);所述谐振电感(Lr)、所述谐振电容(Cr)及所述励磁电感(Lm)依次串接于所述第一原边 开关管(Qi)和所述第三原边开关管(Q 3)串接形成的节点(A)和所述第二原边开关管(Q2)和 所述第四原边开关管(Q4)串接形成的节点(B)之间；且所述励磁电感〇^)还电连接至所述变 压器(T)输入端的两侧；
[0054] 其中，所述同步驱动装置（17)从所述谐振电感(Lr)和所述谐振电容(Cr)串接形成 的节点处获取所述谐振电流(kr)。
[0055] 进一步地，所述整流滤波网络电路（15)包括第一副边同步整流管(SRi )、第二副边 同步整流管(SR2)及输出滤波电容(Co);所述第一副边同步整流管(SRO和所述第二副边同 步整流管(SR 2)串接于所述变压器(T)输出端的两端;所述输出滤波电容(Co)的两端分别电 连接至所述变压器(T)的滑动端及所述第一副边同步整流管（SRi)和所述第二副边同步整 流管(SR 2)串接形成的节点处；
[0056]其中，所述同步驱动装置（17)将所述副边同步整流管的驱动信号(ugSR1、ugSR1)分别 发送至所述第一副边同步整流管(SR0、所述第二副边同步整流管(SR2)的控制端。
[0057] 进一步地，所述同步驱动装置(17)可以为DSP处理器。
[0058]上述实施例中，同步驱动装置根据谐振电流确定的谐振频率，与预先设定的开关 频率进行比较，根据比较结果确定逆变网络电路和整流滤波网络电路的工作状态，能够很 好地控制全桥LLC谐振变换器的同步整流数字驱动，具有简单可行、可实现性强，成本低等 优势。
[0059] 实施例二
[0060] 请一并参见图4和图5,图4为本发明实施例的一种同步整流数字式驱动方法的流 程图；图5为本发明实施例的一种同步整流数字式驱动装置的工作原理示意图。该方法应用 于全桥LLC谐振变换器中，所述全桥LLC谐振变换器包括逆变网络电路（11)、谐振网络电路 (13)，变压器(T)、整流滤波网络电路(15)，其中，所述方法包括如下步骤：
[0061] 步骤一、根据由所述谐振网络电路（13)获取的谐振电流（kr)计算得到谐振周期 (tr)；
[0062] 步骤二、比较开关频率(fs)和所述谐振周期（tr)转换得到的谐振频率(fr)得到比 较结果，并根据所述比较结果确定同步整流关断时间（toff);
[0063] 步骤三、触发所述逆变网络电路(11)及所述整流滤波网络电路（15)的开关链路同 步导通，根据所述同步整流关断时间（toff)控制所述逆变网络电路(11)的开关管的关断。
[0064] 具体地：
[0065] 对于步骤一，首先将谐振电流作为谐振频率检测模块的输入量，得到输出量谐 振频率fr。再根据谐振周期与谐振频率的倒数关系，计算得到谐振周期tr。其中，计算所述谐 振周期(tr)的公式为：
[0066]对于步骤二，根据所述比较结果确定同步整流关断时间（toff )，其中一种判断标准 可以是：
[0067] fs若所述比较结果为所述开关频率(fs)大于所述谐振频率(fr)，则所述同步整流 关断时间（toff)与所述逆变网络电路(11)的开关管关断时间相等；
[0068] 若所述比较结果为所述开关频率(fs)小于等于所述谐振频率(fr)且大于所述谐振 频率(f r)的90%时，则所述同步整流关断时间（tQff)为半个所述谐振周期(tr);
[0069] 若所述比较结果为所述开关频率(fs)小于所述谐振频率(fr)的90%时，根据所述 开关频率(f s)从数据库中查找所述同步整流关断时间（tof f) f s。
[0070] 根据所述比较结果确定同步整流关断时间（Uff)，其中另一种实际判断标准可以 是:比较开关频率fs与谐振频率fr的大小，对应可以分为三种情况，即第一种情况:当开关频 率小于或等于谐振频率时，同步整流管与原边开关管可以同时进行驱动导通，但不同的是， 经过半个谐振周期(tr/2)后同步整流管先进行关断，而原边开关管继续导通。另外，为了安 全考虑，这里可以预留一定的安全裕量。其中，tr为谐振频率fr对应的谐振时间。
[0071] 第二种情况：当开关频率大于谐振频率时，变压器的原边开关管与同步整流管可 以进行同步驱动，即同时进行开通与关断，变压器的原边开关管与同步整流管可以施加相 同的驱动信号。
[0072]第三种情况：当系统处于比较严重的轻载或开关频率fs远远低于谐振频率fr时，不 能简单地把同步整流管的关断时间设为tr/2,应根据当前的工作频率、LLC谐振频率、负载 电流、谐振参数的容差以及输入电压计算一个同步整流关断时间toff，并预留足够的时间裕 量，或进行离线实验形成相应的表格，记录不同情况下的关断时间，系统工作时再进行查表 得到关断时间，然后再用查表得到的关断时间产生相应的驱动信号对同步整流管进行驱 动。
[0073] 也就是说，在该全桥LLC谐振变换器出厂之前，在该同步驱动装置的存储模块中存 储有数据库，该数据库在产品验证过程中，由上述三种情况得到同步整流管的关断时间后， 通过隔离驱动电路，得到一组驱动信号，即原边开关管的驱动信号u gl&Ug4、Ug2&UgdP副边同 步整流管的驱动信号u gSRdPugSR2。仿真分析与验证此时同步整流管的开通与关断情况，并与 原边开关管的开通与关断情况进行对比，观察流过同步整流管的电流情况。同步整流关断 时间t Qff的选择是一个需要反复验证的过程，如果同步整流管未能实现ZCS关断，则需要再 次调整驱动信号的预留安全裕量，改变同步整流管的关断时间，然后再次进行验证。
[0074] 进一步地，对于所述数据库中的所述同步整流关断时间（Uff)是根据不同的工作 频率、LLC谐振频率、负载电流、谐振参数的容差以及输入电压计算。在实际应用中，可以运 用本发明提出的开关频率小于或等于谐振频率时，对同步整流管进行驱动的思想，借助仿 真的手段，对同步整流管的关断时间进行试凑仿真，标准就是能否使同步整流管进行零电 流关断，可以对不同的开关频率进行不同的关断时间试凑检验，选择合适的关断时间，形成 一个表格，需要时可以通过开关频率选择大致的关断时间对同步整流管进行驱动，具体还 可以进行反复的实验验证，对表格进行更新。
[0075] 本实施例，通过对开关频率和谐振频率的比较确定同步整流管段时间的确定，灵 活控制该全桥LLC谐振变换器的工作，即一般情况下，希望全桥LLC谐振变换器工作在开关 频率小于或等于谐振频率且与谐振频率偏差小于一定范围的工作模态，能实现原边开关管 的ZVS开通与同步整流管的ZCS关断，在减小损耗的同时提高效率。因此该方法具有简单可 行、可实现性强，成本低等优势。
[0076] 综上所述，本文中应用了具体个例对本发明全桥LLC谐振变换器及其同步整流驱 动方法的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法 及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在【具体实施方式】及 应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制，本发明 的保护范围应以所附的权利要求为准。
【主权项】
1. 一种全桥LLC谐振变换器（10)，包括输入端(Vin)、逆变网络电路（11)、谐振网络电路 (13)，变压器(T)、整流滤波网络电路（15)、输出负载(Ro)及输出端(V ciut),其特征在于，还包 括同步驱动装置(17);其中， 所述同步驱动装置（17)包括谐振频率检测模块（171)、同步驱动模块（173)、隔离驱动 模块（175); 其中，所述谐振频率检测模块（171)根据从所述谐振网络电路（13)提取到的谐振电流 (kr)计算得到谐振周期(tr);所述同步驱动模块(173)对开关频率(fs)和所述谐振周期(tr) 转换得到的谐振频率(fr)进行比较得到比较结果;所述隔离驱动模块（175)根据所述比较 结果确定原边开关管的驱动信号（％1&11 84、1182&1183)和副边同步整流管的驱动信号（1185[?1、 UgSR1)并将所述原边开关管的驱动信号(Ugl&Ug4、 Ug2&Ug3)及所述副边同步整流管的驱动信号 (ugSR1、u gSR1)分别发送至所述逆变网络电路（11)和所述整流滤波网络电路（15)。2. 如权利要求1所述的全桥LLC谐振变换器（10)，其特征在于，所述逆变网络电路（11) 包括第一原边开关管（Q1)、第二原边开关管（Q 2)、第三原边开关管（Q3)、第四原边开关管 (Q4)及输入电容(C inl);其中，所述第一原边开关管(Q1)和所述第三原边开关管(Q3)、所述第 二原边开关管(Q 2)和所述第四原边开关管(Q4)分别串接后并接于所述输入端(Vin)两端且 所述输入电容(C inl)也并接于所述述输入端(Vin)两端； 其中，所述同步驱动装置（17)将所述原边开关管的驱动信号(Ugl&Ug4、 Ug2&Ug3)分别发送 至所述第一原边开关管(Q1)和所述第四原边开关管(Q4)、所述第三原边开关管(Q3)和所述 第二原边开关管(Q 2)的控制端。3. 如权利要求2所述的全桥LLC谐振变换器（10)，其特征在于，所述谐振网络电路（13) 包括谐振电感(Lr)、谐振电容(Cr)、励磁电感(L m);所述谐振电感(Lr)、所述谐振电容(Cr)及 所述励磁电感(Lm)依次串接于所述第一原边开关管(Q 1)和所述第三原边开关管(Q3)串接形 成的节点(A)和所述第二原边开关管(Q2)和所述第四原边开关管(Q 4)串接形成的节点(B)之 间；且所述励磁电感(Lm)还电连接至所述变压器(T)输入端的两侧； 其中，所述同步驱动装置（17)从所述谐振电感(Lr)和所述谐振电容(Cr)串接形成的节 点处获取所述谐振电流(kr)。4. 如权利要求3所述的全桥LLC谐振变换器（10)，其特征在于，所述整流滤波网络电路 (15)包括第一副边同步整流管(Sfo)、第二副边同步整流管(SR 2)及输出滤波电容(Co);所述 第一副边同步整流管(SR1)和所述第二副边同步整流管(SR 2)串接于所述变压器(T)输出端 的两端;所述输出滤波电容(Co)的两端分别电连接至所述变压器(T)的滑动端及所述第一 副边同步整流管(SR 1)和所述第二副边同步整流管(SR2)串接形成的节点处； 其中，所述同步驱动装置(17)将所述副边同步整流管的驱动信号(ugSR1、ugSR1)分别发送 至所述第一副边同步整流管(SR0、所述第二副边同步整流管(SR2)的控制端。5. 如权利要求1所述的全桥LLC谐振变换器（10)，其特征在于，所述同步驱动装置（17) 为DSP处理器。6. -种同步整流驱动方法，应用于全桥LLC谐振变换器中，所述全桥LLC谐振变换器包 括逆变网络电路（11)、谐振网络电路（13)，变压器(T)、整流滤波网络电路（15)，其特征在 于，所述方法包括： 步骤一、根据由所述谐振网络电路(13)获取的谐振电流(kr)计算得到谐振周期(tr); 步骤二、比较开关频率(fs)和所述谐振周期（tr)转换得到的谐振频率(fr)得到比较结 果，并根据所述比较结果确定同步整流关断时间（toff); 步骤三、触发所述逆变网络电路（11)及所述整流滤波网络电路（15)的开关链路同步导 通，根据所述同步整流关断时间（toff)控制所述逆变网络电路(11)的开关管的关断。7. 如权利要求6所述的方法，其特征在于，计算所述谐振周期（tr)的公式为：8. 如权利要求6所述的方法，其特征在于，根据所述比较结果确定同步整流关断时间 (toff)，包括： 若所述比较结果为所述开关频率(fS)大于所述谐振频率(fr)，则所述同步整流关断时 间（toff)与所述逆变网络电路(11)的开关管关断时间相等； 若所述比较结果为所述开关频率(fs)小于等于所述谐振频率(fr)且大于所述谐振频率 (fr)的90%时，则所述同步整流关断时间（toff)为半个所述谐振周期(tr); 若所述比较结果为所述开关频率(fs)小于所述谐振频率(fr)的90%时，根据所述开关 频率(fs )从数据库中查找所述同步整流关断时间（toff )。9. 如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述数据库中的所述同步整流关断时间 (Uff)是根据不同的工作频率、LLC谐振频率、负载电流、谐振参数的容差以及输入电压计 算。
【文档编号】H02M3/335GK105932881SQ201610533700
【公开日】2016年9月7日
【申请日】2016年7月8日
【发明人】宣荣喜, 滕飞, 胡辉勇, 唐子程, 王斌, 宋建军, 舒斌
【申请人】西安电子科技大学