电力变换装置的制造方法

文档序号:10577934阅读:383来源:国知局
电力变换装置的制造方法
【专利摘要】在现有技术中存在谐振电路大型化的问题。电力变换装置具有变压器、包括开关元件的电桥电路、谐振电感器和谐振电容器,该变压器包括第1绕组和与所述第1绕组磁耦合的第2绕组,所述谐振电感器和所述谐振电容器与所述第1绕组具有的电感器一起构成谐振电路,n1≥n2,所述谐振电感器与所述第1绕组串联地插入在从所述第1连接点经由所述第1绕组到达所述第2连接点的路径中,所述谐振电容器与所述第2绕组串联地插入在从所述第2绕组到达所述输出端的路径中,设所述谐振电容器的电容为Cr,在从所述第1连接点经由所述第1绕组到达所述第2连接点的路径中,设与所述第1绕组形成串联关系的电容成分的电容为C1,则Cr>C1。
【专利说明】
电力变换装置
技术领域
[0001] 本发明设及用于电力变换等的电力变换装置(例如,开关电源装置)。
【背景技术】 阳00引在W往的开关电源中,作为构成谐振电路并控制输出功率的技术,例如有如专利 文献1公开的、将谐振电容器和谐振电感器与变压器的绕组中的一个绕组串联连接的事 例。 阳00引【现有技术文献】
[0004]【专利文献】 阳0化]【专利文献1】日本特开2014 - 217196号公报
[0006] 发明要解决的问题
[0007] 在现有技术中存在谐振电路大型化的问题。

【发明内容】

[000引用于解决问题的手段
[0009] 本发明的一个方式的电力变换装置,具有:变压器,包括第1绕组和与所述第1绕 组磁禪合的第2绕组;电桥电路,包括开关元件;谐振电感器;W及谐振电容器,所述电桥电 路的一个输出端与第1连接点连接,所述电桥电路的另一个输出端与第2连接点连接,所述 电桥电路的一个输入端与第3连接点连接,所述电桥电路的另一个输入端与第4连接点连 接,所述第1绕组与所述第1连接点及所述第2连接点连接,通过所述电桥电路的所述开关 元件的通-断动作,被输入到所述第3连接点和所述第4连接点之间的直流电压被变换为 交流电压,通过将所述交流电压供给至所述第1绕组,在所述第2绕组感应形成输出电压, 将所述输出电压输出至输出端,所述谐振电感器和所述谐振电容器与所述第1绕组具有的 电感一起构成谐振电路,设所述第1绕组的应数为ni、设所述第2绕组的应数为ri2,n 2, 所述谐振电感器与所述第1绕组串联地插入在从所述第1连接点经由所述第1绕组到达所 述第2连接点的路径中,所述谐振电容器与所述第2绕组串联地插入在从所述第2绕组到 达所述输出端的路径中,设所述谐振电容器的电容为。,在从所述第1连接点经由所述第1 绕组到达所述第2连接点的路径中,设与所述第1绕组形成串联关系的电容成分的电容为 Cl, 口Cl。
[0010] 发明效果 W11] 根据本发明,能够使谐振电路小型化。
【附图说明】
[0012] 图1是表示实施方式1的电力变换装置1000的概略结构的电路图。
[0013] 图2是表示谐振电容器的容许电流和频率和电容值的关系的图。
[0014] 图3是表示实施方式1的电力变换装置1100的概略结构的电路图。
[0015] 图4是表示实施方式2的电力变换装置2000的概略结构的电路图。
[0016] 图5是表示实施方式3的电力变换装置3000的概略结构的电路图。
[0017] 图6是表示实施方式4的电力变换装置4000的概略结构的电路图。
【具体实施方式】
[0018] 下面,参照【附图说明】本发明的实施方式。
[0019] 首先,说明本发明的发明人的着眼点。
[0020] 专利文献1的开关电源装置将谐振电容器和谐振电感器与变压器的绕组中的一 个绕组串联连接。因此,根据开关电路的驱动频率或者输入输出电压等开关电源装置的用 途,存在难W将谐振电路小型化的问题。
[0021] 另一方面,根据本发明,通过根据开关电路的驱动频率或者输入输出电压等开关 电源装置的用途,使用变压器的阻抗变换的功能,能够将谐振电路小型化。 阳0巧(实施方式1)
[0023] 图1是表示实施方式1的电力变换装置1000的概略结构的电路图。
[0024] 实施方式1的电力变换装置1000具有变压器109、电桥电路、谐振电感器118、和 谐振电容器119。
[00巧]变压器109包括第1绕组、和与第1绕组磁禪合的第2绕组。 阳026] 电桥电路包括开关元件。电桥电路的一个输出端与第1连接点连接。电桥电路的 另一个输出端与第2连接点连接。电桥电路的一个输入端与第3连接点连接。电桥电路的 另一个输入端与第4连接点连接。
[0027] 在图1所示的结构例中,电桥电路包括第1开关元件101、第2开关元件102、第3 开关元件103、和第4开关元件104。
[0028] 在该结构例中,第1开关元件101的第2端(例如源极端子)和第2开关元件102 的第1端(例如漏极端子)在第1连接点al连接。
[0029] 并且,在该结构例中,第3开关元件103的第2端(例如源极端子)和第4开关元 件104的第1端(例如漏极端子)在第2连接点a2连接。
[0030] 并且,在该结构例中,第1开关元件101的第1端(例如漏极端子)和第3开关元 件103的第1端(例如漏极端子)在第3连接点a3连接。
[0031] 并且,在该结构例中,第2开关元件102的第2端(例如源极端子)和第4开关元 件104的第2端(例如源极端子)在第4连接点a4连接。
[0032] 第1绕组与第1连接点al及第2连接点a2连接。
[0033] 通过电桥电路的开关元件的通-断动作,被输入到第3连接点和第4连接点之间 的直流电压被变换为交流电压。通过将该交流电压供给第1绕组,在第2绕组感应形成输 出电压。将该输出电压输出至输出端。在图1所示的结构例中,该输出端是指bl和b2。
[0034] 另外,被输入到第3连接点和第4连接点之间的直流电压也可W是来自直流电源 的输入电压。或者,直流电压也可W是来自AC/DC电路或DC/DC电路等的输入电压。 阳03引构成电桥电路的第1~第4开关元件101、102、103、104分别可W是MOS阳T (电场 效应晶体管)。或者,开关元件也可W采用与MOSFET不同形式的开关元件(例如,S端子开 关元件等)。
[0036] 另外,在图I所示的结构例中,实施方式I的电力变换装置1000还具有电流检测 部113、电压检测部124、控制部114、和整流电路110。
[0037] 控制部114也可W根据来自电流检测部113的检测信号120和来自电压检测部 124的检测信号123,生成驱动电压121和驱动电压122。另外,控制部114例如也可W由处 理器(例如 CPU (Central Processing Unit)、MPU (Micro-Processing Unit)等)和存储器 构成。此时,该处理器也可W通过读出在存储器中存储的程序并执行程序,来执行本发明公 开的控制方法。 阳03引一次侧的各开关元件分别根据来自控制部114的驱动电压121被控制接通和断 开。
[0039] 整流电路110对变压器109的开关输出进行整流,通过平滑电容器111使整流输 出变平滑。另外,构成整流电路的开关元件分别是M0SFET,根据驱动电压122控制开关的 接通和断开。另外,也可W采用与MOSFET不同形式的S端子开关元件,还可W采用二极管。 另外,在整流电路采用二极管的情况下,将不需要驱动电压122,因而能够简化控制部114。 W40] 谐振电感器118和谐振电容器119与第1绕组具有的电感一起构成谐振电路。另 夕F,为了在电路图中便于理解,划分为漏电感116和理想变压器中的第1绕组115来图示变 压器109。
[0041] 在由包括变压器的漏电感及外置的谐振电感器118的电感值在内的电感值即谐 振电感值Lf (H)、和谐振电容器的电容值Cf (巧决定的谐振频率、与由变压器的第1绕组具有 的电感值Lm (H)和^和(:,决定的谐振频率之间,控制第1~第4开关元件的开关频率。因 此,能够使电力变换装置1000 (例如开关电源装置)的输出电压稳定。
[0042] 其中,设第1绕组的应数为ni。设第2绕组的应数为rv
[0043] 在实施方式1的电力变换装置1000中,ni> n 2。因此,还能够生成比所输入的电 压低的电压的输出电压。
[0044] 此时,在实施方式1的电力变换装置1000中,谐振电容器119与第2绕组串联地 插入在从第2绕组到输出端的路径中。 W45] 根据W上的结构,谐振电容器连接于应数较少的第2绕组侧。因此发挥如下的效 果。
[0046] 目P,在面向电力变换装置的小型化等而提高开关频率的情况下,在考虑到谐振电 容器Cf时,随着频率的上升,所需要的电容器的电容值减小。因此,在有利于在电容器的小 型化方面发挥作用。另一方面,如图2所示,根据电容器的容许电流值和电容值的关系,电 容器需要并联使用,W便得到必要的电流量。另一方面,为了构成得到较高的谐振频率而需 要的较小的电容值,并为了减小在并联使用中增加的电容值,电容器需要串联使用。其结果 是,作为谐振电容器整体存在容积增大的问题。运是由于随着谐振频率的上升,谐振所需要 的电容值与得到容许电流所需要的电容值之前的空隙(gap)增大而产生的问题。
[0047] 因此,在实施方式1中,谐振电容器与变压器的第2绕组连接而构成谐振电路。
[0048] 变压器的第1绕组侧的阻抗Zi和第2绕组侧的阻抗Z 2形成下述式(1)的关系。
[0049]
[0050] 其中,由于变压器的绕线比是ni>n 2,因而形成下述式(2)的关系。 阳〇5U【数式2】Z2《Zi……似 阳0巧其中,电容器的阻抗Zc用下述式做表示。
[005引【数式3】
[0054] 目P,如果是实施方式1的电力变换装置1000,与将谐振电容器连接于应数较多的 第1绕组侧的情况相比,能够增大为了得到较高的谐振频率所需要的电容值。因此,能够减 小谐振所需要的电容值与得到容许电流所需要的电容值之间的空隙。因此,例如能够减少 用于减小因并联使用而增加的电容值的电容器串联使用的个数。因此,即使是高频用途时, 也能够减小谐振电容器整体的容积。
[0055] 另外,在实施方式1的电力变换装置1000中,谐振电感器118与第1绕组串联地 插入在从第1连接点al经由第1绕组到达第2连接点a2的路径中。
[0056] 根据W上的结构,能够得到稳定的电感值。
[0057] 另一方面,在基于高频用途而将谐振电感器连接于二次侧时,如下述式(4)所示, 能够减小谐振所需要的电感值。 阳05引【数式4】/Zl/=WL......(4)
[0059] 但是,在基于高频用途而将谐振电感器连接于二次侧时,电感值过小。因此,产生 难W得到稳定的电感值的问题。因此,在实施方式1中,谐振电感器连接于第1绕组侧的结 构比较适合。 W60] 其中,设谐振电容器119的电容为。。
[0061] 另外,在从第1连接点经由第1绕组到达第2连接点的路径中,设与第1绕组形成 串联关系的电容成分的电容为。。其中,该电容成分可W是外置的电容器元件。或者,该电 容成分也可W是电路的寄生电容成分。
[0062] 此时,在实施方式1的电力变换装置1000中,。Cl。
[0063] 根据W上的结构,即使是存在作为Cl的寄生电容成分时,也能够抑制对用于决定 输出电压的谐振频率的影响。 W64] 其中,设谐振电感器118的电感值为k。 阳0化]另外,在从第2绕组到输出端的路径中,设与第2绕组形成串联关系的电感成分的 电感值为L2。其中,该电感成分也可W是外置的电感元件。或者,该电感成分也可W是电路 的寄生电感成分。
[0066] 此时,在实施方式1的电力变换装置1000中,^乂2。
[0067] 根据W上的结构,即使是存在作为Lz的寄生电感成分时,也能够抑制对用于决定 输出电压的谐振频率的影响。 W側另外,在实施方式1的电力变换装置1000中,谐振电感器118也可W由变压器109 的漏电感构成。 W例根据W上的结构,将不需要外置的谐振电感。因此,能够使谐振电路部进一步小型 化。 阳070] 另外,电桥电路也可W是半桥电路。
[0071] 图3是表示实施方式1的电力变换装置1100的概略结构的电路图。
[0072] 在图3所示的结构例中,电桥电路包括第I开关元件101和第2开关元件102。
[0073] 在该结构例中,第1开关元件101的第2端(例如源极端子)和第2开关元件102 的第1端(例如漏极端子)在第1连接点al连接。
[0074] 并且,在该结构例中,第1开关元件101的第1端(例如漏极端子)与第3连接点 曰3连接。
[00巧]并且,在该结构例中,第2开关元件102的第2端(例如源极端子)与第4连接点 曰4连接。
[0076] 并且,在该结构例中,第2连接点曰2与第4连接点曰4连接。另外,如图3所示,第 2连接点曰2和第4连接点曰4也可W是相同的连接点。
[0077] (实施方式。
[0078] 下面说明实施方式2。另外,对与上述的实施方式1相同的部分,适当省略详细说 明。 阳079] 图4是表示实施方式2的电力变换装置2000的概略结构的电路图。
[0080] 其中,设第1绕组的应数为ni。设第2绕组的应数为rv
[0081] 在实施方式2的电力变换装置2000中,ni> n 2。因此,也能够生成比所输入的电 压低的电压的输出电压。
[0082] 实施方式2和上述的实施方式1的差异如下。
[0083] 目P,在实施方式2的电力变换装置2000中,谐振电感器118与第2绕组串联地插 入在从第2绕组到输出端的路径中。
[0084] 根据W上的结构,谐振电感器连接于应数较少的第2绕组侧。因此发挥如下的效 果。
[0085] 目P,在面向电力变换装置的损耗降低等而设为较低的开关频率的情况下,在考虑 到谐振电感器^时,随着频率的降低,所需要的电感值增加。因此,产生谐振电感器的容积 增大的问题。
[0086] 因此,在实施方式2中,谐振电感器连接于变压器的第2绕组而构成谐振电路。
[0087] 其中,由于变压器的绕线比是ni> n 2,因而根据上述的式似,Z2《Z 1。
[0088] 电感器的阻抗瓦用上述的式(4)表示。
[0089] 因此,通过将谐振电感器连接于应数较少的第2绕组侧,与将谐振电感器连接于 应数较多的第1绕组侧的情况相比,能够减小为了得到较低的谐振频率所需要的电感值。 因此,即使是低频用途时,也能够减小谐振电感器的容积。
[0090] 另外,在实施方式2的电力变换装置2000中,谐振电容器119与第1绕组串联地 插入在从第1连接点al经由第1绕组到达第2连接点a2的路径中。
[0091] 根据W上的结构,能够抑制谐振电路部的大型化。
[0092] 另一方面,在基于低频用途而将谐振电容器连接于二次侧时,如上述的式(3)所 示,谐振所需要的电容值过大。因此,产生导致谐振电路部的大型化的问题。因此,在实施 方式2中,谐振电容器连接于第1绕组侧的结构比较适合。
[0093] 其中,设谐振电感器118的电感值为Lr。
[0094] 另外,在从第1连接点al经由第1绕组到达第2连接点a2的路径中,设与第1绕 组形成串联关系的电感成分的电感值为Li。其中,该电感成分也可W是外置的电感元件。或 者,该电感成分也可W是电路的寄生电感成分。
[0095] 此时,在实施方式2的电力变换装置2000中,^乂1。
[0096] 根据W上的结构,即使是存在作为Li的寄生电感成分的情况下,也能够抑制对用 于决定输出电压的谐振频率的影响。
[0097] 其中,设谐振电容器119的电容为。。
[009引另外,在从第2绕组到输出端的路径中,设与第2绕组形成串联关系的电容成分的 电容为C2。其中,该电容成分也可W是外置的电容器元件。或者该电容成分也可W是电路 的寄生电容成分。
[0099] 此时,在实施方式2的电力变换装置2000中,化〉C2。
[0100] 根据W上的结构,即使是存在作为Cz的寄生电容成分的情况下,也能够抑制对用 于决定输出电压的谐振频率的影响。 阳1〇1](实施方式3) 阳102] 下面说明实施方式3。另外,对与上述的实施方式1相同的部分,适当省略详细说 明。 阳103] 图5是表示实施方式3的电力变换装置3000的概略结构的电路图。
[0104] 实施方式3和上述的实施方式1的差异如下。 阳105] 其中,设第1绕组的应数为ni。设第2绕组的应数为rv 阳106] 在实施方式3的电力变换装置3000中,ni<ri2。因此,能够生成比所输入的电压高 的电压的输出电压。 阳107] 此时,在实施方式3的电力变换装置3000中,谐振电容器119与第1绕组串联地 插入在从第1连接点al经由第1绕组到达第2连接点a2的路径中。
[0108] 根据W上的结构,谐振电容器连接于应数较少的第1绕组侧。因此发挥如下的效 果。
[0109] 目P,在开关频率较高的用途中,在考虑到谐振电容器Cf时,随着频率的上升,如上 所述谐振所需要的电容值与得到容许电流所需要的电容值之间的空隙增大。因此,产生作 为谐振电容器整体的容积增大的问题。
[0110] 因此,在实施方式3的电力变换装置3000中,谐振电容器119连接于变压器109 的第1绕组而构成谐振电路。 阳111] 其中,由于变压器的绕线比是ni<n2,因而形成下述的式(5)所示的关系。 阳11引【数式5】Zi<Z2……巧)
[0113] 其中,电容器的阻抗Z。用上述的式(3)表示。
[0114] 因此,通过将谐振电容器连接于应数较少的第1绕组侧,与将谐振电容器连接于 应数较多的第2绕组侧的情况相比,能够增大为了得到较高的谐振频率所需要的电容值。 因此,能够减小谐振所需要的电容值与得到容许电流所需要的电容值之间的空隙。因此,即 使是高频用途时,也能够减小谐振电容器整体的容积。
[0115] 另外,在实施方式3的电力变换装置3000中,谐振电感器118与第2绕组串联地 插入在从第2绕组到输出端的路径中。
[0116] 根据W上的结构,能够得到稳定的电感值。
[0117] 另一方面,在基于高频用途而将谐振电感器连接于一次侧时,如上述的式(4)所 示,能够减小谐振所需要的电感值。
[0118] 但是,在基于高频用途而将谐振电感器连接于一次侧时,电感值过小。因此,产生 难W得到稳定的电感值的问题。因此,在实施方式3中,谐振电感器连接于第2绕组侧的结 构比较适合。
[0119] 其中,设谐振电容器119的电容为Cf。
[0120] 另外,在从第2绕组到输出端的路径中,设与第2绕组形成串联关系的电容成分的 电容为C2。 阳121] 此时,在实施方式3的电力变换装置3000中,。乂2。
[0122] 根据W上的结构,即使是存在作为Cz的寄生电容成分时,也能够抑制对用于决定 输出电压的谐振频率的影响。 阳123] 其中,设谐振电感器118的电感值为k。
[0124]另外,在从第1连接点al经由第1绕组到达第2连接点a2的路径中,设与第1绕 组形成串联关系的电感成分的电感值为Li。 阳125] 此时,在实施方式3的电力变换装置3000中,^乂1。
[01%] 根据W上的结构,即使是存在作为Li的寄生电感成分时,也能够抑制对用于决定 输出电压的谐振频率的影响。
[0127] 另外,在实施方式3的电力变换装置3000中,谐振电感器118也可W由变压器109 的漏电感构成。 阳12引根据W上的结构,将不需要外置的谐振电感。因此,能够使谐振电路部进一步小型 化。 阳129](实施方式4)
[0130] 下面说明实施方式4。另外,对与上述的实施方式1相同的部分,适当省略详细说 明。 阳131] 图6是表示实施方式4的电力变换装置4000的概略结构的电路图。
[0132] 实施方式4和上述的实施方式1的差异如下。 阳133] 其中,设第1绕组的应数为ni。设第2绕组的应数为rv 阳134] 在实施方式4的电力变换装置4000中,ni<ri2。因此,能够生成比所输入的电压高 的电压的输出电压。
[0135] 此时,在实施方式4的电力变换装置4000中,谐振电感器118与第1绕组串联地 插入在从第1连接点al经由第1绕组到达第2连接点a2的路径中。 阳136] 根据W上的结构,谐振电感器连接于应数较少的第1绕组侧。因此发挥如下的效 果。 阳137] 即,在开关频率较低的用途中,在考虑到谐振电感器^时,随着频率的降低,所需 要的电感值增大。因此,产生谐振电感器的容积增大的问题。
[0138] 因此,在实施方式4的电力变换装置4000中,谐振电感器118连接于变压器109 的第1绕组而构成谐振电路。 阳139] 其中,由于变压器的绕线比是ni<n2,因而根据上述的式巧),Zi<Z2。
[0140] 并且,电感器的阻抗瓦用上述的式(4)表示。 阳141] 因此,通过将谐振电感器连接于应数较少的第1绕组侧,与将谐振电感器连接于 应数较多的第2绕组侧的情况相比,能够减小为了得到较低的谐振频率所需要的电感值。 因此,即使是低频用途时,也能够减小谐振电感器的容积。 阳142] 另外,在实施方式4的电力变换装置4000中,谐振电容器119与第2绕组串联地 插入在从第2绕组到输出端的路径中。
[0143] 根据W上的结构,能够抑制谐振电路部的大型化。
[0144] 另一方面,在基于低频用途而将谐振电容器连接于一次侧时,如上述的式(3)所 示,谐振所需要的电容值过大。因此,产生导致谐振电路部的大型化的问题。因此,在实施 方式4中,谐振电容器连接于第2绕组侧的结构比较适合。
[0145] 其中,设谐振电感器118的电感值为k。 阳146]另外,在从第2绕组到输出端的路径中,设与第2绕组形成串联关系的电感成分的 电感值为Lz。
[0147] 此时,在实施方式4的电力变换装置4000中,^乂2。
[0148] 根据W上的结构,即使是存在作为Lz的寄生电感成分的情况下,也能够抑制对用 于决定输出电压的谐振频率的影响。 阳149] 其中,设谐振电容器119的电容为。。
[0150] 另外,在从第1连接点经由第1绕组到达第2连接点的路径中,设与第1绕组形成 串联关系的电容成分的电容为Cl。 阳151] 此时,在实施方式4的电力变换装置4000中,(;乂1。 阳152] 根据W上的结构,即使是存在作为Cl的寄生电容成分的情况下,也能够抑制对用 于决定输出电压的谐振频率的影响。 阳153] 另外,实施方式1~4的电力变换装置也可W是进行从直流电压Vin朝向负载方 向的单向的电力变换的电力变换装置。或者,也可W是进行双向的电力变换的电力变换装 置。另外,电力变换的双向变化例如能够通过在整流电路的部分使用开关元件来实现。 阳154] 产业上的可利用性
[0155] 本发明适合用于例如要求小型/高输出/高效率的车载用电源设备、大功率调节 器等各种开关电源装置。
[0156] 标号说明 阳157] 101、102、103、104开关元件;109变压器;110整流电路;111平滑电容器;114控 制部;115第1绕组;116漏电感;117第2绕组;118谐振电感器;119谐振电容器;120、123 检测信号;121、122驱动电压。
【主权项】
1. 一种电力变换装置,具有 变压器,包括第1绕组和与所述第1绕组磁耦合的第2绕组; 电桥电路,包括开关元件; 谐振电感器;以及 谐振电容器, 所述电桥电路的一个输出端与第1连接点连接,所述电桥电路的另一个输出端与第2 连接点连接, 所述电桥电路的一个输入端与第3连接点连接,所述电桥电路的另一个输入端与第4 连接点连接, 所述第1绕组与所述第1连接点及所述第2连接点连接, 通过所述电桥电路的所述开关元件的通-断动作,被输入到所述第3连接点和所述第 4连接点之间的直流电压被变换为交流电压, 通过将所述交流电压供给至所述第1绕组,在所述第2绕组感应形成输出电压, 将所述输出电压输出至输出端, 所述谐振电感器和所述谐振电容器与所述第1绕组具有的电感一起构成谐振电路, 设所述第1绕组的匝数为叫、设所述第2绕组的匝数为η2,叫彡η 2, 所述谐振电感器与所述第1绕组串联地插入在从所述第1连接点经由所述第1绕组到 达所述第2连接点的路径中, 所述谐振电容器与所述第2绕组串联地插入在从所述第2绕组到达所述输出端的路径 中, 设所述谐振电容器的电容为(;, 在从所述第1连接点经由所述第1绕组到达所述第2连接点的路径中,设与所述第1 绕组形成串联关系的电容成分的电容为Q, cr>c1〇2. 根据权利要求1所述的电力变换装置, 设所述谐振电感器的电感值为W, 在从所述第2绕组到达所述输出端的路径中,设与所述第2绕组形成串联关系的电感 成分的电感值为L2, Lr〉L<2 〇3. 根据权利要求1所述的电力变换装置, 所述电桥电路包括第1开关元件、第2开关元件、第3开关元件和第4开关元件, 所述第1开关元件的第2端和所述第2开关元件的第1端在所述第1连接点连接, 所述第3开关元件的第2端和所述第4开关元件的第1端在所述第2连接点连接, 所述第1开关元件的第1端和所述第3开关元件的第1端在所述第3连接点连接, 所述第2开关元件的第2端和所述第4开关元件的第2端在所述第4连接点连接。4. 根据权利要求1所述的电力变换装置, 所述谐振电感器由所述变压器的漏电感构成。
【文档编号】H02M3/335GK105939114SQ201510940258
【公开日】2016年9月14日
【申请日】2015年12月16日
【发明人】山冈正拓, 山川岳彦, 藤村元彦
【申请人】松下知识产权经营株式会社
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