一种开关电感型混合准z源逆变器的制造方法
【专利摘要】本发明提供了一种开关电感型混合准Z源逆变器电路，包括电压源，由第一电感、第二电感、第四二极管、第五二极管和第六二极管构成的开关电感单元，由第一电容、第一二极管、第二二极管和MOS管S构成的开关升压单元，由第三电感、第二电容、第三电容和第三二极管构成的准Z源单元，三相逆变桥，输出滤波电感、滤波电容和负载。整个电路结合了开关升压单元和准Z源单元各自的单级升降压特性以及开关电感并行充电串联放电的特性，具有更高的输出电压增益，输出与输入共地，减小了逆变桥中开关器件的电压应力，且电路不存在启动冲击电流和开关管开通瞬间的冲击电流。
【专利说明】
-种开关电感型混合准Z源逆变器
技术领域
[0001] 本发明设及电力电子电路技术领域，具体设及一种开关电感型混合准Z源逆变器 电路。
【背景技术】
[0002] 在燃料电池发电、光伏发电中，由于单个太阳能电池或者单个燃料电池提供的直 流电压较低，无法满足现有用电设备的用电需求，也不能满足并网的需求，往往需要将多个 电池串联起来达到所需的电压。运种方法一方面大大降低了整个系统的可靠性，另一方面 还需解决串联均压问题。为此，需要能够把低电压转换为高电压的高增益变换器电路。近几 年提出的Z源升压变换器是一种高增益变换器电路，但该电路具有较高的阻抗网络电容电 压应力，电源电流不连续，输出与输入不共地，且电路启动时存在很大启动冲击电流问题， 限制了该电路在实际中的应用。
【发明内容】
[0003] 本发明的目的在于克服上述现有技术的不足，提供一种开关电感型混合准Z源逆 变器电路，具体技术方案如下。
[0004] -种开关电感型混合准Z源逆变器电路，包括电压源、开关电感单元、开关升压单 元、准Z源单元、=相逆变桥、输出滤波电感、滤波电容和交流侧=相负载。所述开关电感单 元由第一电感、第二电感、第四二极管、第五二极管和第六二极管构成;所述开关升压单元 由第一电容、第一二极管、MOS管S和第二二极管构成;所述准Z源单元由第S电感、第二电 容、第=电容和第=二极管构成。
[0005] 上述一种开关电感型混合准Z源逆变器电路中，所述电压源的正极与第一电感的 一端和第四二极管的阳极连接;所述第四二极管的阴极分别与第五二极管的阴极和第二电 感的一端连接;所述第一电感的另一端分别与第五二极管的阳极和第六二极管的阳极连 接;所述第六二极管的阴极分别与第二电感的另一端、第一二极管的阳极和MOS管S的漏极 连接;所述MOS管S的源极分别与第二二极管的阳极和第一电容的负极连接;所述第一二极 管的阴极分别与第一电容的正极、第=电容的负极和第=二极管的阳极连接;所述第=二 极管的阴极分别与第二电容的正极和第=电感的一端连接;所述第=电容的正极分别与第 =电感的另一端和=相逆变桥的正极性端连接;所述电压源的负极分别与第二二极管的阴 极、第二电容的的负极和=相逆变桥的负极性端连接。
[0006] 与现有技术相比，本发明电路具有如下优点和技术效果:本发明电路输出电压增 益更高，减小了逆变桥中开关器件的电压应力;对启动冲击电流具有很好的抑制作用，可靠 性提高;且输出与输入共地，因而更适合应用于燃料电池发电和光伏发电等新能源发电技 术领域。
【附图说明】
[0007] 图I是本发明【具体实施方式】中的一种开关电感型混合准Z源逆变器电路。
[0008] 图2是图1所示一种开关电感型混合准Z源逆变器进行模态分析的简化等效电路。
[0009] 图3曰、图3b分别是图1所示一种开关电感型混合准Z源逆变器在其=相逆变桥直通 时和非直通时的等效电路图。
[0010] 图4a为本发明电路的升压因子曲线与开关电感Z源逆变器、基于二极管二级拓展 的准Z源逆变器和传统Z源逆变器的升压因子曲线比较图。
[0011] 图4b为四种逆变器的调制系数M与交流侧输出电压增益G的关系曲线图。
[0012] 图4c为四种逆变器中开关器件电压应力的比较图。
[001引图4cmVi = 20V，直通占空比D = 0.2为例给出了本发明电路直流侧和交流侧相关 变量的仿真结果图。
【具体实施方式】
[0014] W上内容已经对本发明的技术方案作了详细说明，W下结合附图对本发明的具体 实施作进一步描述。
[0015] 参考图1，本发明所述的一种开关电感型混合准Z源逆变器电路，其包括电压源Vi、 开关电感单元、开关升压单元、准Z源网络、=相逆变桥、输出滤波电感、滤波电容和=相对 称负载。所述开关电感单元由第一电感b、第二电感L2、第四二极管〇4、第五二极管化和第六 二极管化构成;所述开关升压单元由第一电容Cl、第一二极管化、MOS管S和第二二极管化构 成;所述准Z源网络由第=电感L3、第二电容C2、第=电容C3和第=二极管化构成。当逆变桥 直通(相当于Si闭合）同时MOS管S导通时，所述第一二极管化、第二二极管化、第S二极管化 和第五二极管化均关断，第四二极管〇4和第六二极管化导通，=相逆变桥交流侧负载短路。 第二电容C2对第=电感L3充电;所述电压源Vi与第一电容Cl和第=电容C3-起对并联的第一 电感b和第二电感L2充电储能。当逆变桥非直通(相当于Si关断）同时MOS管S关断时，逆变桥 交流侧负载接入主电路。所述第一二极管化、第二二极管化、第=二极管化和第五二极管化 均导通，第四二极管〇4和第六二极管化关断。所述电压源Vi与第一电感b和第二电感L2-起 对并联的第一电容Cl和第二电容C2充电储能，形成回路;第=电感L3与第=电容C3并联，形 成回路；同时，电压源Vi与第一电感^、第二电感L2和第=电感L3-起通过=相逆变桥给交 流侧负载供电。整个电路结构简单，具有较高的输出电压增益，输出与输入共地，且电路不 存在启动电流冲击和开关管开通瞬间的电流冲击问题。
[0016] 本发明电路的具体连接如下:所述电压源的正极与第一电感的一端和第四二极管 的阳极连接;所述第四二极管的阴极分别与第五二极管的阴极和第二电感的一端连接;所 述第一电感的另一端分别与第五二极管的阳极和第六二极管的阳极连接;所述第六二极管 的阴极分别与第二电感的另一端、第一二极管的阳极和MOS管S的漏极连接;所述MOS管S的 源极分别与第二二极管的阳极和第一电容的负极连接;所述第一二极管的阴极分别与第一 电容的正极、第=电容的负极和第=二极管的阳极连接;所述第=二极管的阴极分别与第 二电容的正极和第=电感的一端连接;所述第=电容的正极分别与第=电感的另一端和 =相逆变桥的正极性端连接;所述电压源的负极分别与第二二极管的阴极、第二电容的负 极和=相逆变桥的负极性端连接。
[0017]图3曰、图3b给出了本发明电路的工作过程图。图3曰、图3b分另鳩逆变桥直通和非直 通时段的等效电路图。图中实线表示变换器中有电流流过的部分，虚线表示变换器中无电 流流过的部分。
[001引本发明的工作过程如下：
[0019] 阶段1，如图3a:逆变桥直通(相当于Si闭合）同时MOS管S导通时，所述第一二极管 Di、第二二极管化、第=二极管化和第五二极管化均关断，第四二极管〇4和第六二极管Ds导 通，=相逆变桥交流侧负载短路。电路形成两个回路，分别是：第二电容C2对第=电感L3充 电，形成回路；电压源Vi与第一电容Cl和第=电容C3-起对并联的第一电感^和第二电感L2 充电储能，形成回路。
[0020] 阶段2,如图3b:逆变桥非直通（相当于Si关断）同时MOS管S关断时，逆变桥交流侧 负载接入主电路。所述第一二极管化、第二二极管化、第=二极管化和第五二极管化均导通， 第四二极管D4和第六二极管化关断。电路形成四个回路，分别是:所述电压源Vi与第一电感 b和第二电感L2-起对并联的第一电容Cl和第二电容C2充电储能，形成回路;第=电感L3与 第=电容C3并联，形成回路；同时，电压源Vi与第一电感^、第二电感L2和第=电感L3-起通 过=相逆变桥给交流侧负载供电。
[0021 ]综上情况，当逆变桥直通时MOS管S导通，当逆变桥非直通时MOS管S关断。故设定 逆变桥的直通占空比为D，则MOS管S的导通占空比同样为D，设定开关周期为Ts。并设定化1和 Vl2和Vl3分别为第一电感Ll、第二电感L2和第S电感L3两端的电压，Vci、Vc2和Vc3分别为第一 电容Cl、第二电容C2和第S电容C3的电压，Vs为MOS管S漏极与源极之间的电压，Vpn为逆变桥 直流侧链电压。当逆变器进入稳态工作后，得出W下的电压关系推导过程。
[0022]阶段1:逆变桥直通（相当于Si闭合）同时MOS管导通期间，对应的等效电路图3a所 示，因此有如下公式：
[002；3] VLl-On =化 2_on = Vi+Vci+Vc3 (1)
[0024] VL3_on = Vc2 (2)
[0025] Vs = Vpn = O (3)
[0026] 逆变桥的直通时间和MOS管S的导通时间为DTs。
[0027] 阶段2:逆变桥非直通(相当于Si关断）同时MOS管S关断期间，对应的等效电路如图 3b所示，因此有如下公式：
[002引化Ioff+化2_0ff = V广 Vci (4)
[0029] 化3_〇ff = -Vc3 巧）
[0030] Vci = Vc2 (6)
[0031] Vs = Vci (7)
[0032] Vpn = Vci+Vc3 (8)
[0033] 逆变桥非直通时间和MOS管S的关断时间为(I-D) Ts。
[0034] 根据W上分析，对第一电感^、第二电感L2和第=电感L3分别运用电感伏秒数守恒 原理，联立式（1)、式(2)、式(4)和式(5)可得：
[0035] Vi+ (2D-1) Vci+DVc3 =(I-D) Vi2_〇f f (9)
[0036] Vi+(2D-l)Vci+DVc3= (I-D)VLi-Off (10)
[0037] DVc2=(1-D)Vc3 (11)
[003引因而，联立式(6)、式(7)、式(8)、式(9)、式（10)和式（11)可得出第一电容Cl的电压
[0039] (12) Vci和第^由夜。。的由店、^。由店術、间的关系式为：
[0040] 电压Vi的关系式为：
[0041 ] ( 13 )
[00创 电压为：
[0043] (14)
[0044]
[0045] (15)
[0046] 因子(Boost ^ct(Dr)B为：
[0047] C16)
[004引对应的交流侧输出电压增益G为：
[0049] g=MB=(0 ~叫 (17)
[0050] 如图4a所示为本发明电路的升压因子曲线与开关电感Z源逆变器、基于二极管二 级拓展的准Z源逆变器和传统Z源逆变器的升压因子曲线比较图；图中包括本发明电路的 升压因子曲线，开关电感Z源逆变器的升压因子曲线，基于二极管二级拓展的准Z源逆变器 的升压因子曲线，和传统Z源逆变器的升压因子曲线。由图可知，本发明电路在占空比D不超 过0.26的情况下，升压因子B就可W达到很大，明显高于其他逆变器拓扑结构的升压因子， 且本发明电路的占空比D不会超过0.26。
[0051] 图4b为四种逆变器的调制系数M与交流侧输出电压增益G的关系曲线图，由图可知 在具有相同的交流侧输出电压增益G的情况下，本发明电路比其他=种逆变器电路可W用 到更大的调制系数M对逆变器进行调制，进而提高了逆变器的直流电压利用率，改善了交流 侧输出电压波形的质量。
[0052] 图4c为四种逆变器中开关器件电压应力的比较，由图可知本发明电路逆变桥中开 关器件的电压应力要比其他=种逆变器拓扑都要小，进而减小了使用开关器件的成本费 用。
[0化3] 图4d WVi = 20V，直通占空比D = 0.2为例给出了本发明电路直流侧和交流侧相关 变量的仿真结果。D = 0.2时，升压因子B = 5，逆变桥直流链电压VPN = B*Vi = 100V，电容电压 Vci = Vc3 = 80V，Vc2 = 20V，开关S两端的电压VS = 80V。此外，图4d中还给出了电感电流iLi，iL2 和iL3的波形，交流侧输出相电压Vphase和输出线电压Vline的波形，W及立相对称电阻负载两 端电压Vrl的波形。
[0054] 综上所述，本发明电路具有更高的输出电压增益，输出与输入共地，减小了逆变桥 中开关器件的电压应力，且电路不存在启动冲击电流和开关管开通瞬间的冲击电流。
[0055] 上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的 限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化， 均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。
【主权项】
1. 一种开关电感型混合准Z源逆变器电路，其特征在于包括电压源(Vi)、开关电感单元、 开关升压单元、准Z源单元、三相逆变桥、输出滤波电感、滤波电容和三相对称负载;所述开 关电感单元由第一电感(Li)、第二电感(L2)、第四二极管(D4)、第五二极管(D5)和第六二极 管(D 6)构成;所述开关升压单元由第一电容(CD、第一二极管(DihMOS管(S)和第二二极管 (D2)构成;所述准Z源单元由第三电感(L 3)、第二电容(C2)、第三电容(C3)和第三二极管(D3) 构成。2. 根据权利要求1所述的一种开关电感型混合准Z源逆变器电路，其特征在于所述电压 源(V0的正极与第一电感(LD的一端和第四二极管(D 4)的阳极连接;所述第四二极管(D4) 的阴极分别与第五二极管(D5)的阴极和第二电感(L 2)的一端连接;所述第一电感(U)的另 一端分别与第五二极管(D5)的阳极和第六二极管(D 6)的阳极连接;所述第六二极管(D6)的 阴极分别与第二电感(L2)的另一端、第一二极管(DD的阳极和M0S管（S)的漏极连接;所述 M0S管(S)的源极分别与第二二极管(D2)的阳极和第一电容(CD的负极连接;所述第一二极 管(DD的阴极分别与第一电容(CD的正极、第三电容(C 3)的负极和第三二极管(D3)的阳极 连接;所述第三二极管(D3)的阴极分别与第二电容(C 2)的正极和第三电感(L3)的一端连接； 所述第三电容(C3)的正极分别与第三电感(L 3)的另一端和三相逆变桥的正极性端连接;所 述电压源(V0的负极分别与第二二极管(D2)的阴极、第二电容的（C 2)的负极和三相逆变桥 的负极性端连接。3. 根据权利要求1所述的一种开关电感型混合准Z源逆变器电路，其特征在于当三相逆 变桥的桥臂直通交流侧负载短路同时M0S管(S)导通时，所述第一二极管(DD、第二二极管 (D 2)、第三二极管(D3)和第五二极管(D5)均关断，第四二极管(D4)和第六二极管(D 6)导通，第 二电容(C2)对第三电感(L3)充电;所述电压源(Vi)与第一电容(&)和第三电容(C 3)-起对并 联的第一电感(LD和第二电感(L2)充电储能；当三相逆变桥的桥臂非直通接入交流侧负载 同时M0S管(S)关断时，所述第一二极管(DD、第二二极管(D 2)、第三二极管(D3)和第五二极 管(D5)均导通，第四二极管(D 4)和第六二极管(D6)关断，所述电压源(V0与第一电感(LD和 第二电感(L2)-起对并联的第一电容(CD和第二电容(C 2)充电储能，形成回路;第三电感 (L3)与第三电容(C3)并联，形成回路；同时，电压源(Vi)与第一电感(LD、第二电感(L 2)和第 三电感(L3)-起通过三相逆变桥给交流侧负载供电。
【文档编号】H02M3/155GK105939126SQ201610508676
【公开日】2016年9月14日
【申请日】2016年6月30日
【发明人】张波, 朱小全, 丘东元
【申请人】华南理工大学